级联H 桥整流器直流侧电压平衡控制策略

卢 毅，巫春玲，郑 晅，巨永锋

（1.江苏省交通工程建设局，江苏南京 210000；2.长安大学电子与控制工程学院，陕西 西安 710064）

伴随着第三代电力电子器件的不断发展，电力电子变压器在配电系统中的运用逐渐广泛。通过电力电子变换技术以及中高频变压器将工频信号转换为高频信号，实现电气隔离和电压等级变换等传统牵引变压器的功能，且具有谐波抑制、无功补偿、故障自动保护、交直流能量管理等功能，其体积小、重量轻、效率高[1-5]。

电力电子变压器的重要前置组成部分为级联H桥整流器(Cascaded H-Bridge Rectifier，CHBR)。CHBR要实现两个控制目标：实现单位功率因数整流和各级联单元直流侧电压均衡[6-12]。如果CHBR 系统各单元直流侧输出电压不均衡，会威胁系统的稳定运行和功率器件的安全工作，所以应进行电压均衡控制，使系统能够安全稳定的运行[13-16]。

文中对级联H 桥整流器的直流侧电容电压均衡控制策略进行了研究，提出一种电容电压均衡模块化控制策略，该控制策略包括模拟控制单元和数字控制单元，模拟控制单元使用双闭环控制，外环使用PI 控制，对直流侧总电压进行控制；内环使用滞环控制，实现功率因数校正功能。数字控制单元使用电压平衡算法，实现各H 桥单元的输出电压平衡。仿真实验验证了所提控制策略的正确性和有效性，实现了各H 桥单元输出电压的平衡和对功率因数的校正。

1 整流器的工作原理

级联H 桥整流器是由N个相邻的H 桥单元相互串联连接构成的，所以首先必须分析CHBR 中单个H 桥单元的工作状态，定义开关函数Hi，在阶梯波调制下，开关函数共有3 种输出，每种输出都对应该H 桥单元中各个开关的导通与关断：

开关函数输出为“0”，表示该H 桥单元上同一桥臂的上开关或下开关导通，其余开关关断，此时直流侧和交流侧不进行能量交换；开关函数输出为“+1”，则该H 桥单元的正对角线开关导通，其余开关关断，相当于电源电压既给直流侧的负载供电，也给直流侧的储能电容供电；开关函数输出为“-1”，表示负对角线开关，其余开关关断，相当于H 单元负载侧的储能电容通过开关放电，同时供给H 桥单元所带的负载，整个CHBR 系统中能量流动的方向为从负载侧流向交流侧；文中采取的调制方式为混合调制，开关函数增加了一种输出“PWM”，其表示H 桥单元工作在高频调制工作方式。此时各个开关的驱动信号由模拟控制单元和输入电压的符号共同决定。

2 系统的控制策略

2.1 控制策略整体概述

文中提出的CHBR 控制策略整体框图如图1 所示，由模拟控制部分和数字控制部分组成。

图1 控制策略整体框图

其中，模拟控制单元采用电压电流双闭环控制，同时产生PWM 信号；数字控制单元采用交换平衡法，并确定相应的开关函数H1到HN的输出，进而调节直流母线上的电压平衡，同时还生成与输入电压同步的方波信号至模拟控制单元，进而调节输入功率因数。控制策略中必要的反馈信号是直流总线电压Udc1～Udcn，输入电压为Vin，以及输入电流Iin。在实际的控制器中，电压信号需要通过A∕D 转换器调节到适当的幅值再输入控制器。使用霍尔传感器对输入电流进行测量，经A∕D 转换后的值作为反馈信号用于电流控制回路中。

2.2 模拟控制单元

模拟控制单元的控制框图如图2 所示。

图2 模拟控制单元的控制框图

该模拟控制单元包含两个控制环路：内环为电流控制回路，外环为电压控制回路。电压回路使用PI 控制，将直流母线的总电压调节到设定值，比例积分控制的响应速度非常快，并且能够做到无稳态误差控制。在一些经典的控制方法中，运用PI 控制的输出乘以输入电压的采样值以产生基准正弦电流。

2.3 数字控制单元

数字控制单元的主要作用是维持各个H 桥单元直流侧电容两端的电压平衡，数字控制单元所使用 的电压平衡控制算法流程如图3 所示。

图3 数字控制单元算法流程

图3中，电压(V1,V2,V3,…,Vn)是各个直流母线电压所在的单元，按升序排列。其中“0”、“+1”、“-1”或“PWM”，代表H桥单元的工作模式。如果Vin>0,Iin>0并且电压区域为K，则按式（1）计算出电压区域K：

然后将直流母线电压进行升序排列，选择直流母线电压最低的K-1 个单元作为充电单元，处于“+1”模式,第K个单元处于PWM 模式，其余的处于“0”模式。以此类推，重复数字控制单元的电压算法使得各个H 桥单元的输出电压平衡。

3 系统的参数设计

3.1 交流侧电感参数设计

整流器交流测电感可以调节电源电压与输入电流的相位，抑制谐波，因此整流器交流测电感的选取非常重要。电感选取过大会降低对输入电流的跟随速度，从而导致电流内环响应速度变慢；电感选取过小会增加交流侧输入电流的谐波含量，对谐波的抑制不明显。

电感的选择需要满足以下两个条件：

式中，Udc为CHBR 系统输出的直流电压，Δimax为CHBR 交流侧电感电流脉动的最大值，工程上一般取输入电感电流中基波分量最大值的20%；Ts为H桥单元中功率半导体的开关周期；Im为CHBR 系统输入电流的最大值；usm为电源电压最大值。考虑文中的实际仿真模型，电感值最终取为10 mH。

3.2 直流侧电容参数设计

直流侧的电容可以起到滤波作用，抑制直流侧输出电压的纹波含量，也可用作储能电容，使交流侧与直流侧进行能量的流动等作用。直流侧输出电容参数的选取对系统直流电压的跟随性以及系统的抗干扰等性能有着非常重要的影响。由于H 桥单元直流侧电容的充电和放电过程会对CHBR 中各个H 桥单元的输出电压产生一定的波动，所以可以使各H桥单元输出的直流电压的纹波含量为各H 桥单元输出电压额定值的1%，则可得：

结合文中实际仿真对象，确定直流侧电容值为470 μ F。

3.3 巴特沃斯滤波器参数设计

为得到一个与输入电压同相位的正弦波，提供滞环控制所需基准正弦波的相位，实现对功率因数的校正，文中采取的控制策略是先由数字控制单元对输入电压进行采样，根据输入电压的幅值与相位，得到一个与电源电压同步且幅值近似为1 的方波信号，该方波信号输出至模拟控制单元，经过滤波器滤波后，产生与方波信号同步的正弦波。基于文中所需的功能，选取的滤波器为巴特沃斯滤波器，该滤波器幅频响应关系如下：

式中，ΩC、N、Ω分别表示转折频率、系统阶数和频率。巴特沃斯滤波器的主要特点是在其通带内具有最大的平坦度，因此需要对该滤波器的类型及参数进行设计，即对巴特沃斯滤波器的阶数与类型进行设计，考虑实际实现的成本与滤波器的响应性能，确定选用的滤波器为四阶，滤波器类型为带通滤波器，能够满足文中要求。

4 系统仿真及分析

4.1 仿真模型的建立

用于验证文中控制策略的电路为一个容量为30 kW、十一阶且带有5 个串联H 桥的中压电压变换器，输入电压频率为50 Hz，峰值为2 694 V 的正弦波电压，CHBR 输出直流侧的电压为600 V，采样频率为3 kHz。使用Matlab∕Simulink 进行仿真验证。仿真模型的整体电路如图4 所示，该电路由主电路、H 桥驱动信号控制电路、PWM 逻辑控制电路、模拟控制单元和数字控制单元5 部分组成。

图4 整体仿真模型

根据输入输出的要求和前述的参数设计要求，设定仿真电路参数如表1 所示。

表1 仿真电路参数

4.2 负载不平衡时的仿真结果

仿真过程中，令第一个、第五个H 桥负载为一组；第二个、第三个、第四个H 桥负载为一组，两组中的负载分别相等，设置第一组和二组负载值不相等，以此模拟负载不平衡的状态。

从图5（a）的结果中可以看到，当各个H 桥单元所带的负载不平衡时，每个H 单元的输出电压都像第一个H 桥单元，输出电压为额定值600 V。并且由于对直流侧输出的总电压进行了无误差的比例积分控制，从图5（b）中的结果得出，直流侧的输出电压符合设定值的要求，而此时系统的动态响应性能也非常好，可以证明理论分析的正确性。

图5 负载不平衡的输出电压波形

4.3 输入电压骤降时的仿真结果

为了模拟实际过程中由于交流侧的输入电网电压发生骤降时，各H 桥单元电压上的变化，在仿真运行时，可以令输入电压的幅值在0.3～0.6 s 下降到额定电压的一半，此时查看系统的仿真运行结果，如图6所示。

图6 输入电压发生骤降时的仿真波形

从图6（a）、（b）中可以看出，由于系统的输入电压在0.3 s 时发生骤降，各H 桥单元的输出电压值暂时出现下降，直流侧电压下降的时间不到0.1 s 即上升到设定值600 V，暂态过渡时间小于0.1 s，动态响应速度非常快；当输入电压在0.6 s 幅值恢复到原来的幅值时，直流侧输出电压上升，然而在不到0.03 s的时间内，下降到设定值600 V，从而达到稳态，暂态过程持续时间非常短。从图6（c）中能够得出，在0.3～0.6 s 输入电压发生骤降时，由于电压的下降，使得输入功率降低，为满足负载的功率要求，必须增加系统的输入电流，从而使系统的功率能够继续保持恒定。

从以上分析可以得出，文中控制策略在输入电压发生骤降时，不但能够使得输出电压达到平衡，并且经过合适的参数整定，可以做到“快、准、稳”的控制性能。

4.4 运行过程中负载突变时的仿真结果

通过改变负载电阻来模拟这种情况下直流侧H桥单元输出的电压。设定开关在0.5 s 时动作，使得负载发生改变。为使结果更具一般性，可同时对该过程中的输出电压与电流进行观察，该情况下的仿真结果如图7 所示。

图7 运行过程中负载突变时的仿真波形

由于负载功率增加,为了维持直流侧输出电压的稳定，需要对负载增加的H 桥单元输入更多的电流，从图7（a）中可以看出，在运行至0.5 s 时，第一个H 桥单元的负载电流由于负载的增加而增加，提供了负载所需的能量，从而稳定了输出电压。同时在运行至0.5 s 时，负载的增加使得直流侧输出的电压在0.5 s 时下降，但经过控制策略的作用，在不到0.05 s 直流侧输出的电压重新达到稳态，如图7（b）所示，暂态过程非常短，与负载未增加前对比，此时的直流侧电压虽然有一定的下降，但在误差允许的范围内，可以认为此时的电压是处于额定值的。从图7（c）中可以对比负载增加前后输入电流的变化，负载增加后，输入电流的幅值是增加的，从能量角度分析，当输入电压没有发生变化时，输入电源根据负载的需要，向系统输送了更多的能量，以维持系统的稳定，增加的能量分配到了增加的H 桥单元，从而维持了H 桥单元输出侧电压的稳定。

4.5 功率因数校正结果分析

文中所提出的控制策略对功率因数的校正能力，可以通过验证输入电压与输入电流波形的同步性来分析功率因数是否为1 来实现。在负载不平衡时、输入电压发生骤降时、运行过程中负载发生突变时3 种情况下功率因数校正的结果如图8 所示。

图8 3种情况下的功率因数校正结果

从图8（a）中可以看出，功率因数也经历了从暂态到稳态的过程，在0.2 s 之前，功率因数处于暂态过程，其结果是变化的，该段时间表示了系统启动时的变化，由于交流侧电感的原因，在该暂态过程中，功率因数小于1，在控制策略的作用下，经过滞环控制的校正功能，当系统达到稳态后，功率因数调整为1，即单位功率因数。

从图8（b）中看出，功率因数经历了暂态过程到稳态时，功率因数基本保持单位功率因数不变；当0.3 s 输入电压发生骤降时，可以看到此时的功率因数是基本不变的，也证明了在控制策略的作用下，系统的抗干扰性能非常好，在扰动的情况下，能够维持系统的功率因数始终为单位功率因数；当输入电压在0.6 s 恢复为原来的幅值时，比例积分控制的滞后性使得系统进入暂态，功率因数由于受到输入电压的扰动，暂态过程中数值有所下降，当经过控制策略的调整，功率因数逐渐增加，到稳态时，功率因数恢复为单位功率因数。

从图8（c）中可以看到，当0.5 s 负载发生突变时，功率因数数值稍微有波动，有轻微下降，但是在很短的时间内，立刻恢复稳定，整个过程中，功率因数波动极小，恢复时间极短，在文中控制策略的作用下，系统的稳定性非常好，抗干扰能力非常强。

5 结论

电力电子变压器的重要前置组成部分—级联H桥整流器，其直流侧输出电压的均衡控制，对系统的稳定运行和功率器件的安全工作至关重要。为实现级联H 桥整流器各H 桥单元的直流侧电压的平衡，文中提出一种电容电压均衡模块化控制策略，该控制策略包括模拟控制单元和数字控制单元，模拟控制单元使用双闭环控制，外环使用PI 控制，对直流侧总电压进行控制；内环使用滞环控制，实现功率因数校正功能。数字控制单元使用电压平衡算法，实现各H 桥单元的输出电压平衡。仿真实验证明了文中提出的控制策略的正确性和有效性，实现了各H 桥单元输出电压的平衡和对功率因数的校正。