一种新型宽输入低纹波负载模拟变换器的设计

梁东飞，苏淑靖，梁文科，邢震震，周广兴

(中北大学 省部共建动态测试技术国家重点实验室，山西 太原 030051)

0 引 言

随着电子技术的发展，电源的应用日益广泛，不同形式的电源被应用于通信、电动汽车和武器系统等方面，其性能是保障电子产品长期运行的关键. 正是因为电源设备的重要性，国内外制订了各种电源标准来考核电源产品的质量. 例如，电源出厂前都要进行带载试验和输出特性试验，这些测试需要通过负载来检测其性能. 传统的测试方法(如滑动变阻器)控制精度低，动态性能差，为了提高电源产品的测试效率及质量，研究者对用于测试电源性能的电子负载装置也进行了深入研究.

本文所研究的电子负载为能馈型直流电子负载，其系统原理图如图 1 所示. 其中，负载模拟单元作为电子负载的核心模块，其输入电压范围和电流纹波是衡量负载模拟变换器的主要性能指标. 输入电压范围决定了产品的使用范围，电流纹波决定了系统的稳态精度. 文献[1-3]中负载模拟变换器采用Boost拓扑，该拓扑的电流纹波取决于升压变换器中的电感值的大小，但是，电感值受体积和动态性能的约束，无法通过增大电感值来抑制纹波. 文献[4]采用两相Boost交错并联结构来实现负载模拟，文献[5]中负载模拟单元采用两相Buck电路交错并联，这两种方法虽然有效降低了电流纹波，但是负载模拟电路只能在升压或降压时工作，无法满足电子负载宽输入的需求. 文献[6] 提出了超高增益DC-DC变换器，该拓扑通过两个相互交错并联的二次型升压变换器消除纹波，但该文献不涉及降压模式，限制了电压的输入范围.

图 1 能馈型直流电子负载原理图Fig.1 Schematic diagram of energy fed DC electronic load

针对传统负载模拟变换器电流纹波大，输入电压范围窄的问题，本文设计了一种新型宽输入低纹波的负载模拟变换器. 负载模拟电路采用了Buck-Boost拓扑，避免了升压拓扑要求的输出电压必须大于输入电压、降压拓扑要求输入电压大于输出电压的问题，拓宽了输入电压范围，并且通过两相互补并联减小了电流纹波，提高了负载模拟电流的精度. 在Matlab/Simulink中搭建了仿真模型，仿真结果显示，相较于传统四管Buck-Boost变换器，AB互补型Buck-Boost变换器的电流纹波抑制效果更好.

1 传统四管Buck-Boost拓扑

1.1 传统四管Buck-Boost拓扑结构

四管升降压拓扑如图 2 所示，主要由两个前后级图腾柱、输入电容C1、输出电容C2和中间复合电感L组成.4个开关管采用N沟道MOSFET，D1～D4为其相对应的体二极管，通过微控制器分别产生4个开关管的驱动波形.前级图腾柱的Q1管为主开关管，同一桥臂的开关管Q1S与Q1互补导通； 后级图腾柱的Q2管为主开关管，同一桥臂的Q2S与Q2互补导通. 整个拓扑可以等效为前级Buck电路和后级Boost电路级联，输入、输出电压的直流传递函数为

(1)

式中：DBuck为Q1的占空比；DBoost为Q2的占空比[7-11].

图 2 四开关管Buck-Boost拓扑结构Fig.2 Four switch Buck-Boost topology

1.2 传统四管Buck-Boost拓扑工作原理

传统四开关管Buck-Boost拓扑根据Q1和Q2的开关状态，可以在4种模态下工作，如图 3 所示.
图中，S1为开关管Q1的驱动波形.S2为Q2的驱动波形.当开关管Q1导通，Q2关断时为模态一(M1)，该模态下电感电流趋势与输出电压有关：当输出电压Vo大于输入电压Vi时，电感电流下降； 当输出电压Vo小于输入电压Vi时，电感电流上升.当开关管Q1和Q2同时导通时为模态二(M2)，该模态下电感两端的电压为Vi，电感电流线性上升.当开关管Q1关断，Q2导通时为模态三(M3)，该模态下电感两端电压约为0，电感电流不变.当开关管Q1和Q2同时关断时为模态四(M4)，该模态下电感两端的电压为-Vo，电感电流线性下降.

图 3 四开关管的工作模态Fig.3 Working mode of four switch

根据以上模态分析，假设S2与S1高电平重合的时间为任意时间D*T[D∈(0,1)]，在单个周期T内利用伏秒平衡原理可得输入、输出电压的关系为

(2)

式中：L为电感值；D1和D2分别为S1和S2波形的占空比，则由式(2)可得

(3)

因为式(3)和式(1)相同，所以不管驱动波形如何变化，只要在一个周期内S1和S2的占空比不变，拓扑的增益就不会改变. 由式(3)可知，当电路工作在Boost模式时，D1和D2的占空比之和大于1； 当电路工作在降压模式时，D1和D2的占空比之和小于1.

2 改进型负载模拟变换器

改进型负载模拟变换器主要由AB互补型Buck-Bost电路组成，但是其输入电流不连续. 为了改善被测电源的输出电流波动的问题，需要在被测电源和负载模拟单元间增加一个过渡电路，而加大电容会影响系统的动态性能. 所以，在负载模拟单元和电源间增加一个Boost电路，占空比设置为固定值0.1，如图 4 所示.

图 4 改进型负载模拟变换器结构Fig.4 Structure of improved load analog converter

2.1 AB互补型Buck-Bost变换器结构

在传统的四管Buck-Boost拓扑的基础上，并联一个八开关管的Buck-Boost拓扑[12-14]，组合成一种AB互补型Buck-Bost变换器，如图 5 所示. A型电路为传统的四管Buck-Boost拓扑，B型电路在A型电路的基础上额外增加了两个图腾柱式的驱动，使Buck级和Boost级都拥有两个桥臂，通过桥臂的增加将Buck和Boost级的控制频率提高1倍[15]. 在B型电路中，QB1是Buck级的主开关管，同一桥臂的QB1S与QB1互补导通；QB2是QB1的协同开关管，只有当变换器工作在降压模式时，QB2才会工作，同一桥臂的QB2S与QB2互补导通，否则QB2和QB2S都关断；QB3是Boost级的主开关管，同一桥臂的QB3S与其互补导通；QB4是QB3的协同开关管，当变换器工作在升压模式时，QB4才会工作，同一桥臂的QB4S与QB4互补导通，否则QB4和QB4S都关断.

图 5 AB互补型Buck-Boost原理图Fig.5 Schematic diagram of AB complementary Buck-Boost

2.2 AB互补型Buck-Bost工作模式分析

该电路根据输入电压与输出电压的关系，可分为升压和降压两种工作模式. 当电路工作在升压模式时，D1与D2的占空比和大于1，电路的工作波形如图 6 所示.
图中，SA1和SA2为A型变换器QA1和QA2的驱动波形，SB1为B型变换器QB1的驱动波形，QB2和QB2S为常开，SB3为QB3的驱动波形，SB4为QB4的驱动波形，IAL和IBL分别为A型变换器和B型变换器的电感电流.为了减少控制的复杂度，在升压模式下将SA2的占空比D2设置为固定值K2，通过改变SA1的占空比D1来调节电路的放大倍数. 在实践层面，考虑开关管的导通时间、关断时间、死区时间和开关管栅源寄生电容的充放电时间，开关管的占空比无法接近0%或100%，所以占空比的调节范围设置为10%～90%，K2的取值范围也为10%～90%.

图 6 升压模式工作波形图Fig.6 Working waveform of boost mode

当电路工作在连续导通模式下时，SA1的驱动波形为占空比为D1，相移为1-D1的方波，然后再延时D1*T/2.SA2的驱动波形为占空比为D2，相移为(1-D2)/2的方波. 通过以上方式控制，电感LA的电流波形在图 6 的每个周期T中表现为关于周期中心点的点对称图形，即：电感电流波形先是一个向下的不规则三角波(记为负区)，然后电流不变(记为零区)，最后是一个向上的不规则三角波(记为正区). 为了进一步减小输出电流纹波，需要通过驱动波形将电感LB的电流波形设置为先是正区，然后是零区和负区. 因为电感电流ILA是点对称的图形，所以，只需要将A型电路驱动波形的正区和负区调换一下位置即可. 得到的QB1的驱动波形与QA1相同.QB3的驱动波形为占空比为1-D1的方波，然后延时(1-D1/2)*T；QB4的驱动波形为占空比为D2+D1-1,相移为2-D1-D2的方波，然后延时(1-D1/2)*T，组合后的SB34波形的频率增加了一倍.

当电路工作在降压模式时，D1与D2的占空比和小于1，将SA1的占空比D1设置为固定值K1，K1的范围为10%～90%，QB2和QB2S为常开，当电感电流为连续导通模式时，电路的工作波形如图 7 所示.与升压模式的原理相同，SA1的驱动波形为占空比为D1，相移1-D1的方波，然后再延时D1*T/2，SA2的驱动波形为占空比为D2，相移(1-D2)/2的方波.通过以上方式控制，电感电流波形先是正区，然后是零区和负区.同样，LB的电流波形应为负区、零区和正区，所以，SB1的驱动波形为占空比为D1/2，相移为(1-D2-D1)/2的方波.SB2的驱动波形为占空比为D1/2，相移为(1+D2-D1)/2的方波.QB3的驱动波形与QA2相同.

图 7 降压模式工作波形图Fig.7 Working waveform of step-down mode

通过以上的分析得，当电路工作在升压模式时，将K2设置为0.9，由式(3)可计算出最大升压比为9； 当电路工作在降压模式时，将K1设置为0.1，由式(3)得出最大降压比为1/9. 在AB互补型Buck-Boost电路的前端级联了一个升压比为1.11的Boost电路，所以升压比范围为0.12～9.99.

3 仿真验证

为了验证AB互补型Buck-Boost电路的上述理论分析，利用MATLAB/Simulink建立AB互补型Buck-Boost变换器的电路模型，对变换器升压和降压模式进行仿真验证，在相同的参数和占空比条件下与传统的四开关Buck-Boost电路输出纹波进行比较分析，并与传统的Boost负载模拟电路进行输入纹波比较. 仿真模型的主要参数如表 1 所示.

表 1 模型参数Tab.1 Model parameters

图 8 给出了传统四管Buck-Boost电路的输出电流和电感电流的仿真实验波形，仿真模型中占空比D1设置为0.4，D2设置为0.8，电路工作在升压模式，由式(3)可知升压比为2.
图8(a)显示输出电流的平均值为3.75 A，纹波率为8%.
图8(b) 显示了电感L的电流平均值为18.625 A，电感纹波率为5.5%.

图 8 传统四管Buck-Boost升压模式电流波形Fig.8 Current waveform of traditional four switch Buck-Boost

图 9 给出了AB互补型Buck-Boost工作在升压模式下的仿真实验波形，仿真模型中占空比与图 8 设置相同，D1为0.4，D2为0.8.
图9(a)是电路的输出电流波形，输出电流的平均值为4.3 A，纹波率为2%.
图 9(b)显示了电感LA和LB的电感电流，电感电流ILA和ILB的平均值分别为10.75 A和10.73 A.

图 9 AB互补型Buck-Boost升压模式电流波形Fig.9 Current waveform of AB complementary Buck-Boost boost mode

类似于升压模式，图 10 给出了传统四开关管Buck-Boost电路的电流仿真波形，仿真模型中占空比D1设置为0.1，D2设置为0.4，由式(3)计算出降压比为6.
图10(a)显示输出电流的平均值为0.33，纹波率为3.9%；
图10(b)显示了电感L的电流平均值为0.551 A.

图 11 给出了AB互补型Buck-Boost工作在降压模式下的仿真实验波形，仿真模型中占空比与图10中的相同，D1为 0.1，D2为 0.4.
图11(a) 是电路的输出电流波形，输出电流的平均值是0.368 A，纹波率为2%.
图11(b)显示了电感LA和LB的电感电流，电感电流ILA和ILB的平均值分别为0.31 A和0.32 A.

图 11 AB互补型Buck-Boost降压模式电流波形Fig.11 Current waveform of AB complementary Buck-Boost buck mode

在相同的升压比和模型参数下，AB互补型Buck-Boost的输入电流波形如图12(a)所示，输入电流的纹波率为2.8%. 传统Boost负载模拟变换的输入电流波形如图12(b)所示，电流纹波率为12%.

图 12 改进型拓扑输入纹波Fig.12 Improved topology input ripple

对两种拓扑的动态特性进行仿真实验，结果如图 13 所示. 在相同的仿真参数下，AB互补型Buck-Boost变换器到达稳态的时间约为3 ms，传统四开关管Buck-Boost变换器到达稳态的时间约为 2 ms，虽然AB互补型Buck-Boost拓扑的系统超调大于传统四开关管Buck-Boost变换器，但其上升时间小于传统拓扑，从图中可以看出改进拓扑的输出电流纹波明显减小，达到了设计的目的.

图 13 输出电流动态性能对比图Fig.13 Dynamic performance comparison diagram of output current

4 结 论

本文采用交错互补的思想设计了AB互补型Buck-Boost电路来减小电流纹波，使用MATLAB/Simulink对其进行仿真验证. 相同的仿真参数下的结果表明：当电路在升压模式下工作时，在相同的仿真条件下，AB互补型Buck-Boost电路比传统四管Buck-Boost电路的输出电流纹波率降低了4倍，电感和开关管的电流应力减少了1倍； 同样，在降压模式下，同等条件下电流纹波率下降了1.95倍，开关管和电感的电流应力减少了近1倍. 在相同的升压比和仿真模型参数下，输入电流纹波率比传统的Boost负载模拟电路降低了 4.3倍. AB互补型Buck-Boost不仅有效抑制了电流的纹波，还拓宽了输入电压范围.