一种适用于FDD+TDD基站天线阵列的多天线共存方式

熊英健，刘木林，岳彩龙，高永杰，付聪

（广东通宇通讯股份有限公司，广东 中山 528400）

0 引言

通过将工作在0.69—0.96 GHz 的天线（以下简称LBA，即Low Band Antenna，低频段天线）和工作在1.4—2.7 GHz 的天线（以下简称MBA，即Middle Band Antenna，中间频段天线），利用特殊的拓扑设计紧凑地组合起来，再搭载对应的功分网络和移相电路，控制收发频段，并使阵元组成两列，便形成了可用作4G LTE的FDD（Frequency Division Duplexing，频分复用）基站天线阵列[1-5]。通过将工作在3.3—3.8 GHz 的天线（以下简称HBA，即High Band Antenna，高频段天线）组 成N×M的大规模MIMO（Multiple Input Multiple Output，多输入多输出）阵列，再搭载特殊的功分网络和移相电路，利用基带和有源电路连接，使上下行链路的频段相同，收发时间分段，便形成可用作5G NR（New Radio，新空口）的TDD（Time Division Duplexing，时分复用）基站天线阵列[6-8]。

5G网络为IoT（Internet of Things，物联网）和M2M（Machine to Machine，机器对机器）通信提供了实时的无缝连接，使得万物智联成为可能。然而，5G 设备的投入给运营商和设备制造商带来了多方面的挑战，其中运营成本和基站架构成为了当前各厂商所面临的主要难题，而对于许多特殊环境而言，5G 设备还无法代替现有的LTE 网络。因此，业界普遍认为，5G 设备和LTE网络将在很长一段时间内共存[9]。基于此，FDD+TDD 形式的基站阵列拓扑结构应运而生。

对于FDD+TDD 形式的基站天线，通常是将FDD 阵列用在0.69—0.96 GHz 和1.4—2.7 GHz 频段，将TDD阵列用在3.3—3.8 GHz 频段。此外，若将HBA 与控制HBA 的有源电路、功分网络、移相电路集成于一体，再连接基带网络，便可形成时分双工的AAU（Active Antenna Unit，有源天线单元）基站阵列天线。

为了设计出上述FDD+TDD 形式的基站阵列天线，首先要做的便是将LBA、MBA 以及HBA 放置在一个天线阵列当中，并让它们在各自频带正常工作，互不干扰。然而现实中，当LBA 和MBA 一体组阵时，两者间所产生的互耦影响非常大，尤其当需要将阵列小型化时，由于LBA的高度往往比MBA 高，导致MBA 在工作时，部分电场会打在LBA 上形成散射，一方面导致天线波束畸变，增益降低，另一方面导致天线自身VSWR（Voltage Standing Wave Ratio，电压驻波比）变差。为此，国内外做了很多研究，主流分为三类：第一类是在阵元辐射面或巴伦及匹配电路上搭载周期性或非周期性的滤波电路[10-11]，滤除其他阵元带来的跨带干扰；第二类是在阵元下方或阵元附近的接地面上制作周期性或非周期性电路边界[12-13]，吸收阵元辐射出来的部分电波；第三类是通过特殊的拓扑结构，给阵列的波束赋形，使阵元在阵列中组合而成的总电场矢量方向图成“0”型，并通过控制波宽来调整增益[14-15]。此外，还有使用超材料、超表面、声表面等特殊方式来解决跨带干扰问题的。

对于第三类研究，当阵元分布足够密集时，无论采用何种拓扑方式，阵元间的干扰都会使阵列天线的方向图发生多样的畸变，因此将上述几类研究成果结合起来或许会成为未来的一大方向。然而，将上述几类成果同时用在阵列中容易造成基站成本过高、元件装配复杂，不适合批量生产。因此，对于设备制造商而言，选择何种滤波电路、何种频率选择表面及何种拓扑结构，并如何将其组合起来，成为了研发和生产工作中的重中之重。

对于HBA 而言，波束赋形技术非常重要。当天线数量越多、规模越大，波束赋形技术所能发挥的作用就越明显。然而当阵列尺寸保持不变时，天线单元间的互耦会使任一HBA 的性能变差，导致最终波束赋形的效果不理想。因此，需要对HBA 的拓扑结构进行设计，并且在单元间设置隔离条。由于HBA 采用多输入多输出结构，一般需要设置多个输入端口，因此当HBA 采用新型拓扑结构后，其功分电路、移相电路以及电缆的走线均需重新设计，这给设计工作者带来了不小的挑战。

本文提出了一种适用于FDD+TDD 基站天线阵列的多天线共存设计，在保证驻波、增益、交叉极化比等指标不恶化的情况下，可大幅减小整体尺寸。该设计主要有以下五个方面的特征：

（1）使用同轴技术将MBA 装载在带有滤波电路的LBA 上方，形成用于0.69—0.96 GHz 和1.7—2.7 GHz 的双频双极化同轴天线（以下简称DSA 天线，即Dual-band Dual-polarized Shared Aperture Antenna），并在上下方搭载不同孔径的引向器，使LBA 和MBA 在驻波和增益均保持良好的情况下，大幅减小了FDD 基站天线阵列尺寸。

（2）在LBA 阵元之间以及LBA 与MBA 之间设置针对各种端口间隔离度的隔离条，使阵元间即便间隔很小，也不会产生明显的耦合效应。

（3）在保证交叉极化比达标的情况下，对阵列轴向末端的DSA 天线阵元进行径向错位，使整列DSA 天线阵元所辐射波束的HPBW（Half-Power Beam Width，半功率波束宽度）减小。

（4）适当地在5G 阵列中的每一单元旁轴向或径向上加载高度不等、方向不一的隔离条，使HBA 间的隔离度保持良好。

（5）将两列包含DSA 天线和MBA 的阵列设置在5G 阵列的两侧，使每列DSA 天线和MBA 不会对另一列DSA 天线和MBA 造成任何干扰，进而去掉了因设置针对两列同类天线间的隔离条而产生的不必要的成本。

下文对该设计进行详细讲解。

1 阵列模型

图1 为本文所提出的FDD+TDD 基站阵列天线的天线模型图。该天线阵列中的天线单元被分成了两个区域，分别是FDD 天线区和TDD 天线区，其中FDD 天线区在TDD 天线区两侧，以阵列中心轴线对称。每个区域里各有一列LBA 和一列MBA，并且除图中的DSA1 天线之外，其他的LBA 均和MBA 共轴。注意，此处所指的MBA是图1 中的MBA1 和MBA2，本文将其统称为MBA。

图1 FDD+TDD基站阵列天线布局图

图1 中的DSA 由LBA 和MBA1 组合而成，MBA1为一种用于1.7—2.7 GHz 的双极化偶极子天线[16]，放置在LBA 上方；LBA 是一种辐射体为碗状的，用于0.69—0.96 GHz 的双极化高增益滤波天线[17]，它与上方的MBA1 阵元共用一个口径，即它和MBA1 的中心点所连成的直线与阵列的法向量平行。

在每个DSA 两侧均有一个MBA2，该MBA2 由三层辐射体和巴伦组成，其形状与MBA1 不同，但工作频段同为1.7—2.7 GHz[18]。当阵列在1.7—2.7 GHz 工作时，会同时激励一列FDD 天线区域中所有的MBA1 和MBA2，使他们作为MBA 在1.7—2.7 GHz 工作，其增益可达15 dBi。

由于图1 的FDD 天线区域中，DSA 天线阵元和MBA2阵元间距过小，因此一方面在LBA 的辐射面上设置了滤波电路，另一方面在DSA 天线阵元间和MBA2 阵元间设置隔离条，该隔离条由图1（b）中的隔离条1 和隔离条2 组合而成[19]。通过这两种方法，使FDD 天线区域中的天线阵列在整体占地面积较小的情况下，正常地发出辐射。

在TDD 天线区域中有五列HBA，如图1 所示，每列有12 个阵元，共60 个阵元，依次有序的排列在该区域中，该HBA 为一种使用了高效馈电方式且可用于2.3—3.8 GHz 的双极化偶极子天线。将文献[20]中的天线去除Lange 耦合器，并将其双线极化辐射体改为用于2.3—3.8 GHz 的尺寸，配合高效馈电电路及移相电路，便形成了图1 中的HBA。阵元下方有根据输入端口而设置的功分电路和移相电路，可以看见，有的电路板较长，其电流流向两个HBA；有的电路板较短，其电流只供给一个HBA。阵元四周放置有隔离条和反射带，部分5G 阵元四周还放置特殊的隔离条，最终使所有HBA 隔离度保持正常，整体所被赋形的波束保持良好。

该基站阵列天线的所有阵元、功分电路、移相电路，以及隔离条下方均铺设有厚度为0.2 mm 的绝缘垫，绝缘垫的材料为FR4，可有效地将接地面上方的器件与接地面隔离开来，使基站天线整体的三阶交调保持正常。接地板下方为控制整个基站天线电流进出的功分板和移相电路，以及控制FDD 天线区域和TDD 天线区域的功分板及移相电路，此外还有连接各功分电路间的同轴电缆。由于这些模块与本文所提出的拓扑设计无关，故不再赘述。

2 设计原理

2.1 DSA天线设计原理

如图1所示，DSA天线由LBA和MBA1组成，MBA1 位于LBA 正上方，其馈线由中间穿过，直接馈在MBA1 底部，MBA1 和LBA 之间并没有直接接触。LBA 的辐射面分别为负责45°方向极化电场的辐射面和负责-45°方向极化电场的辐射面，两个辐射面电路形状一致，电路走向相互正交，其上各有两组带阻滤波器，该滤波器将MBA1 辐射下来的电波滤除，从而不会在LBA 上形成明显散射，使DSA 在0.69—0.96 GHz 和1.7—2.7 GHz 均能良好工作。

DSA 天线中的LBA 辐射体四周是弯折向上的，该设计有三点好处：一是在保持LBA 等效口径不变的情况下，将LBA 横截面积减小；二是在其上布置滤波结构，滤除来自MBA 的电波；三是对于DSA 天线上的MBA1形成一圈反射带。由于MBA1 在LBA 上方，使得MBA1距离接地面很远，因此将弯折向上的LBA 辐射体布置在MBA1 巴伦周围，使MBA1 的方向性系数更高，到达指向角方向的能量更高，从而使整体MBA 朝上辐射的波束增益无明显减小。

2.2 FDD天线拓扑原理

单个天线在传输信号时会在传输过程中产生多径衰落，因此现代基站为了减少该影响而使用了分集技术[21]，并反过来通过该技术利用多径衰落来提高通信效率和通信质量。随着时间的推进，从2G 到当前的5G，基站天线也从最初的单输入单输出发展到多输入多输出。然而这种信号传输模式需要多列阵元排布在较小的空间中，因此需要对其拓扑结构做出特殊设计，避免任一天线阵元的工作被其他天线阵元干扰。若设方向图函数为Fe(θ,φ)，天线单元按图2 所示排列，且第一个单元位于坐标轴原点，其坐标记为z0，其输入电流的复矢量记为İ0；记第一个单元与第二个单元之间的输入电流相位差为α0，并设第n个单元对应Z轴上的坐标为zn-1，其输入电流的复矢量为İn-1，它与第n-1 个单元间的输入电流相位差为αn-1；记阵列与远场某点P之间的距离约为r，α0为0，则在天线自身路径无能量损耗的理想状态下，该线阵在点P(r,θ,φ)处的总场Ė为：

图2 单列点源等效辐射图

其中，A为引入的一个与天线单元形式有关的比例系数，此处可以理解为因天线实际形式而造成的与理想点源的不同之处；式中：

可将此处的k理解为传播常数。

若单元间距相等且都为d，同时各单元间馈电电流的相对相位差均为α，则式(1)可变为：

若根据上述公式将电场随坐标的变化曲线绘制出来，便可得到所需要的FDD 天线区域侧射阵的方向图。

对于图1 中的FDD 天线区域而言，DSA 天线和MBA天线的设计可参考文献[7]，当它们按照图1 中的形式分布时，DSA 天线和MBA 天线之间的耦合会非常严重，因此本文将DSA 天线的辐射面做出改动，将DSA 天线中LBA的辐射面的外围向上弯折，并采用镂空的方式在上面制造出可等效带阻滤波电路的结构，再和辐射面上的电路形成完整的宽带带阻滤波电路。通过这种结构使MBA 天线辐射到LBA 上的电波被吸收，从而不会导致任何散射现象。

然而，MBA 与DSA 天线之间的影响不止上述这一种，当MBA 工作时，MBA1 与MBA2 之间由于距离太近，会导致隔离度变差，同时MBA2 和LBA 之间的隔离度也会因为间距太近而受到影响。当MBA2 被激励后，其辐射面朝其指向角方向和反向发出电波，其中朝指向角反向发出的电波会打在接地面上，从而形成感应电流，这部分电流会流向DSA 天线下方的馈线上，然后随着馈线中的导体流向天线中，一部分流向LBA 上，使其发出波形不规则的辐射；另一部分流向MBA1 上，使MBA1 和MBA2 之间的隔离度恶化。如图1 所示，通过在MBA2 和DSA 天线间搭载隔离条1 和隔离条2，使DSA 天线和MBA2 间的电流被隔绝，从而改善了MBA2 和DSA 之间各端口的隔离度。

2.3 TDD天线拓扑原理

如图1 所示，可以看出，TDD 天线区域中的HBA，相邻两列间进行了错位处理，设每列阵元间距为d1，其相对于相邻一列阵元而言，均向轴向正方向或负方向平移了d1/2。对于FDD 天线而言，其每一列都是单独工作的，因此须完全隔绝两列间的干扰；而对于MIMO 天线阵而言，其列与行的区别并非像FDD 天线那样重要，它是将所有HBA 作为一个面阵，通过改变相位和电流幅度而工作的。因此对于图1 中TDD 天线区域的拓扑设计，每个HBA 的间距都是十分合理的。若将图1 中的4 列HBA 由左至右分别设为第1 列至第4 列，其辐射出的总电场矢量分别为，TDD 天线区域所辐射出的总电场记为Ė，则：

若将每个HBA 看成一个点源，则整个TDD 天线区域中的阵列可以被简化成图3，如图所示，为方便计算，第1 列依旧如图2 中的线阵一样，被放置在z轴上，相邻的每一列在y轴方向上均相距m，相邻的每一列中从左至右第一个单元在z轴上均相距n。若将第1 列至第4 列与远场P点的等效距离分别记为r1至r4，输入电流复矢量分别记为İN1 至İN4，带入式(1) 中即可计算出部分单元错位后，TDD 天线区域的总电场。通过该式可以看出，只要控制部分HBA 幅度和相位，即便部分单元错位放置，其总场依旧可以变得和常规拓扑结构的电场一样，且其交叉极化比也不会有明显恶化。

图3 多列点源等效辐射图

然而通过该拓扑结构依然无法完全消除相邻的HBA 间的互耦影响，为了保证基站的小型化，本文在部分单元中间添加了隔离条，通过实测，只针对隔离度大于-20 dB 的相邻端口间施加隔离条，这样能防止因隔离条放置过多而使空间中的电场造成过量的损耗。如图1 所示，在TDD 天线区域内，部分HBA 间有沿阵列径向延伸的隔离条1，用来隔离不同极化的两个端口间的隔离度；部分HBA 间有沿阵列45°方向延伸的隔离条2，这是用来隔离同极化的两个端口间的隔离度。此外，通过图1 可以发现，所有共用一块功分电路板的HBA中间并未加载任何隔离条，这是因为本设计直接在功分板上添加了滤波电路，一方面能有效滤除流向各端口的来自其他天线的电流，另一方面能大幅降低成本，减小因在阵元间添加过多隔离条而导致的交叉极化比的恶化和增益的降低。

通过将5G 天线阵列如图3 方式分布，并加载上述多种隔离条，仿真结果如图4 所示，其中图4（a）是通过控制5G 阵元电流相位差，使天线波束指向基站侧向2 元时，工作于3.5 GHz 的TDD 天线垂直面方向图；图4（b）是通过控制5G 阵元电流相位差，使天线波束指向基站侧向12°时，工作于3.5 GHz 的TDD 天线垂直面方向图。

图4 TDD阵列在3.5 GHz的仿真结果图

同理，通过将式(3)放进式(4)的变式中也可以计算出，当末端的DSA1 天线相对于其他DSA 天线阵元径向错位放置时，整个阵列在相应频带工作时所产生的电场，可以发现，由于DSA1 天线是由LBA 和MBA1 组合而成的，故该设计同时使天线在0.69—0.96 GHz 和1.7—2.7 GHz 工作时的HPBW 变窄了。

3 实测结果

为了验证本文所提出的设计是有效的，现将阵列组装，并加载功分电路和外机组成整机进行测试。其测试结果如图5 所示。由图可知，阵列在各频段工作良好，VSWR 均保持在1.4 以下，波束无畸变，HPBW 保持在65±10 °，证明本文所提出的拓扑结构是可靠的。

图5 阵列实测结果

为了验证本设计中所搭载隔离条在阵列中所起到的作用是真实有效的，下面将阵列中的部分隔离条去掉，其实测结果与完整阵列设计的实测结果进行对比，如图6 所示，可见，当去掉用于FDD 天线区域的隔离条1 和隔离条2 时，MBA1 天线与MBA2 天线在1.7～2.0 的隔离度大于 -20 dB；当搭载隔离条1 时，其隔离度在1.7—2.0 GHz 改善了约7 dB；当同时搭载隔离条2 时，其隔离度在整个工作频段内均小于-28 dB，达到基站天线指标。

图6 有无各类隔离条时MBA1与MBA2间的隔离度

4 结束语

本文通过使用设计DSA 天线使LBA 和MBA 同轴，减小了LBA 和MBA 在基站当中所占的面积。为了使MBA与DSA 能够在间距更小的情况下依旧良好工作，本文使用了多种隔离条针对不同的端口进行隔离，使FDD 区域的天线在0.69—0.96 GHz 和1.7—2.7 GHz 均可良好工作。为了让基站中的每一列FDD 天线阵列良好独立地工作，本文将两列FDD 天线阵列分别放置在基站两侧，使两列间互不干扰，同时，将末端的DSA1 天线相对于其他DSA 天线径向错位，减小了0.69—0.96 GHz 和1.7—2.7 GHz 两个频带的波宽。在TDD 天线区域，本文利用部分HBA 轴向错位，再适当地且有针对性地搭配不同形式的隔离条，将每个HBA 单元间的隔离度调整到最佳，使HBA 阵列良好工作。最后，通过实测证明了本设计是可靠的，能够成功地使FDD+TDD 阵列小型化。未来将继续优化该天线阵列，通过引进性能更优的反射带，使FDD+TDD 阵列在小型化的基础上实现更高的增益。

本设计在不降低性能的情况下，使FDD+TDD 基站阵列天线尺寸减小，在未来的5G 甚至6G 市场中具有较强的竞争力。