实现输入电流连续的优化型Y源逆变器

刘鸿鹏，卢 壮

（东北电力大学 现代电力系统仿真控制与绿色电能新技术教育部重点实验室，吉林 吉林 132012）

0 引言

相比于传统的电压源型逆变器和电流源型逆变器，以Z 源逆变器为代表的阻抗源逆变器具有许多优势［1-3］。这一类逆变器通过逆变桥的直通进行升压，可以在单级电路中实现升压和逆变功能，节省了开关管及其相应的驱动电路和散热器件上的开支。因而近年来，阻抗源逆变器受到了学者们的广泛关注，同时改进的Z 源逆变器拓扑结构被相继提出［4］。准Z 源逆变器在不增加器件的情况下实现了连续的输入电流［5］；开关电感型Z 源逆变器可以通过增加开关电感电路提高电路的升压比［6］；Extend-Z 源逆变器通过增加阻抗网络的级数来增强升压性能［7］。尽管上述拓扑对于Z 源逆变器的性能有一定程度的提升，但是一些拓扑的升压比并没有得到提高，而另一些拓扑则是以增加储能元件为代价，均不具有太大的推广应用价值。

为了解决以上问题，学者们提出了一系列具有耦合电感型的阻抗源逆变器，主要包括中心抽头电感型Z 源逆变器［8］、trans-Z 源逆变器［9］、T 源逆变器［10］、LCCT-Z 源逆变器［11］以及Γ-Z 源逆变器［12］。这些逆变器由于在电路拓扑中引入了耦合电感，其升压比受到耦合电感匝数比的影响。因此，耦合电感型的阻抗源逆变器可以通过调整匝数比来提升在特定直通占空比下的升压系数，同时不需要增加额外的元器件。但是上述拓扑均采用双绕组耦合电感，在高升压比的场合下，对耦合电感匝数比的设计精度的要求较为严苛，耦合电感制作较为困难。Y 源逆变器［13］综合了其他各种阻抗源逆变器的优势。利用三端耦合电感传递能量，匝数比设计更加灵活，可以根据应用场景的需要对电路进行定制，适用范围更广［14］。因此在这些耦合电感型阻抗源逆变器中，Y 源逆变器是具有实用价值和研究意义的拓扑结构。然而，传统Y源逆变器输入电流不连续，严重影响了逆变器的效率和工作特性。该拓扑还具有很大的启动冲击电流［15］，难以保证逆变桥安全运行。此外，电路拓扑中的耦合电感漏感会在直流母线上引起大的电压尖峰，从而易使功率器件在开关时超出安全工作区范围，损坏功率器件。上述问题限制了Y 源逆变器的推广应用，也违背了耦合电感型阻抗源逆变器设计的初衷。

为此，本文提出了一种优化型Y 源逆变器。该新型逆变器继承了传统Y 源逆变器的所有优点，同时实现了输入电流的连续性，具有抑制Y 源逆变器中启动冲击电流的能力，而且还能够在相同的直通占空比下获得更高的电压增益以及更小的磁芯尺寸。此外，该电路还能够在一定程度上减小耦合电感漏感所导致的直流母线电压尖峰，使得电路可以在更高的输出电压下安全运行。

1 工作原理

图1 为本文提出的优化型Y 源逆变器的拓扑结构。与传统Y源逆变器相比，优化型Y源逆变器保留了耦合电感L1—L3（匝数比为N1∶N2∶N3）和电容C1，额外增加了输入电感Lin和电容C2。同时，耦合电感的公共端与直流母线的一端相连。需要注意的是，耦合电感的同名端与传统Y 源逆变器不同。图1 中，Vin为输入电压；Lf和Cf分别为滤波电感和滤波电容。

图1 优化型Y源逆变器Fig.1 Optimized Y-source inverter

与其他阻抗源逆变器一样，优化型Y 源逆变器存在2种工作模式，分别为直通ST（Shoot-Through）模式和非直通NST（Non-Shoot-Through）模式，相应的等效电路如图2 所示。为了简化分析，逆变桥和交流负载被等效为一个开关SW 和一个电流源Io并联的形式。逆变桥的ST 和NST 则被分别等效为开关SW 的开通和关断。假设所有开关器件均为理想器件，电容和电感的值无穷大。需要注意的是，励磁电感并不是一个实际的电感，而是三端耦合电感的等效励磁电感。

图2 优化型Y源逆变器的等效电路Fig.2 Equivalent circuits of optimized Y-source inverter

如图2（a）所示，在ST 模式下，开关SW 闭合，二极管D 反偏，电容C1和C2放电，耦合电感被电容C1的电压VC1箝位，同时输入电感Lin和励磁电感LM被充电。由基尔霍夫电压定律（KVL）可得：

由文献［13］可以得到传统Y 源逆变器的升压比表达式为B=1/(1-Kd)，对比式（17）可以看出：当绕组因数K和直通占空比d一致的情况下，优化型Y源逆变器具有更好的升压能力。换言之，当2 个拓扑的升压比B和绕组因数K相同时，优化型Y 源逆变器能够选取更小的直通占空比，意味着可以获得更大的调制比和更好的输出波形质量。表1 为不同匝数比下优化型Y 源逆变器的升压比表达式，表中dmax为最大允许直通占空比。每种升压比的情况都对应着多种不同的电感缠绕方式，这使得优化型Y 源逆变器的设计方式十分灵活，可以根据具体的应用需求对缠绕方式进行调整。

表1 不同匝数比下的优化型Y源逆变器升压比表达式Table 1 Expressions of voltage gain of optimizedY-source inverter with different turns ratios

2 运行特性分析

2.1 启动冲击电流分析

Y源逆变器启动时，直流母线电压为：

由于Y 源逆变器的匝数必须满足N3＞N2＞0，根据式（20）可得Vdc＜0。此时逆变桥中反并联二极管导通，耦合电感L2、L3、电容C1与逆变桥二极管会构成回路，流经巨大的冲击电流，可能导致逆变桥开关器件的损坏。

在优化型Y 源逆变器的启动阶段，由于输入电感Lin的存在，启动电流得以缓冲。此时，电源通过Lin和二极管D 为电容C1充电，耦合电感和电容C2上的电压为0，输入电压全部由Lin承受，因而逆变桥两端不会承受反压，也不会产生巨大的启动冲击电流。

2.2 磁芯尺寸分析

假设逆变器的效率为100%，则输出功率和输入功率相等，均为P，此时有：

式中：SLin为输入电感磁芯尺寸；N为输入电感的绕组匝数。式（31）和式（32）可用于指导优化型Y 源逆变器的电感设计。

2.3 电压和电流应力分析

传统Y 源逆变器和优化型Y 源逆变器各器件承受的电压及电流应力对比如表2所示。表中，Kc和dc分别为传统Y 源逆变器的绕组因数和直通占空比；VD为二极管D 的电压；i1，peak—i3，peak为耦合电感峰值电流；iST为ST 模式下的母线电流。当传统Y 源逆变器和优化型Y 源逆变器的升压比和直通占空比取相同值时，两者的绕组因数满足如下关系：K=Kc-1。此时可以看出，优化型Y 源逆变器中电容C1和二极管D 的电压和传统Y 源逆变器的相等，而耦合电感峰值电流要比传统Y 源逆变器中的更小，在ST 模式下母线电流和传统Y源逆变器的相等。

表2 电压和电流应力对比Table 2 Comparison of voltage and current stresses

综上，优化型Y 源逆变器中各器件的电压应力和开关管电流应力与传统Y 源逆变器的相等，而耦合电感上的电流应力则小于传统Y 源逆变器，耦合电感磁芯尺寸能够得到极大的减小。同时，额外增加的电容C2承受的电压应力低于C1，因此不需要对C2的耐压能力提出很高的要求。

2.4 寄生参数效应分析

寄生参数的存在会在直流母线上引起母线电压尖峰，同时还会造成直通占空比损失，导致升压比降低［17-18］，从而限制了耦合电感型阻抗源逆变器的推广。三端耦合电感作为优化型Y 源逆变器的核心器件，其参数对逆变器的性能会产生很大影响。文献［19］分析了耦合电感中漏感对Y 源逆变器的影响，但仅进行了粗略估计。为此，本文将对漏感的影响进行解析计算，详细分析漏感对电路造成的影响，并进一步说明优化型Y源逆变器对漏感的抑制作用。

优化型Y 源逆变器的暂态过程如附录A 图A1所示。当逆变器在ST 模式和NST 模式之间转换时，漏感的存在将影响逆变器的正常工作，此时就需要考虑耦合电感漏感对电路的影响。以图A1（a）所示的NST 模式向ST 模式过渡为例，开关瞬间闭合，但是由于二极管自身特性不能瞬时关断，因此形成了一个过渡状态如附录A图A2所示。由KVL可得：

一般情况下，为了获得较高的升压比，K的取值均很大，且vLK1＜0，vLK2＜0，vLK3＞0，因此可得v1(T)≈vLM(NST)，利用L1的伏秒平衡可知，直通时间被缩短为：

d′T=dT-(Δd1T+Δd2T)＜dT（40）

式中：d′为考虑漏感影响的直通占空比；T为开关周期；Δd1T为由续流状态转换到ST状态时直通时间的损失量；Δd2T为由有效状态转换到ST状态时直通时间的损失量。

以续流状态转换到ST 状态为例，直通占空比的损失Δd1可表示为：

可以看出，直通占空比的损失与升压比成反比，与漏感的大小和耦合电感中电流的变化成正比，与输入电压成反比；同时还和耦合电感匝数比有关。

3 仿真与实验结果

为验证理论分析的正确性，使用Plecs 软件分别搭建传统Y 源逆变器和优化型Y 源逆变器的仿真模型，对比分析2 种Y 源逆变器的工作性能，并建立优化型Y 源逆变器的实验样机来验证拓扑可行性。为实现公平的比较，两者采用同一个三端耦合电感，N1∶N2∶N3=1∶1∶2，绕组因数K=3。为了保证相同的升压比，传统Y 源逆变器和优化型Y 源逆变器的直通占空比分别设置为0.2和0.15。此外，耦合电感的电感值分别为0.363 6 mH、0.367 3 mH、1.415 1 mH，漏感分别为2.0 μH、1.8 μH、7.5 μH，分别占耦合电感的电感值的0.55%、0.49%和0.53%。具体的系统参数如附录B表B1所示。

3.1 仿真结果

附录B 图B1 为优化型Y 源逆变器仿真模型。图3为2种Y源逆变器的启动波形。由图可见：传统Y 源逆变器出现较大的启动冲击电流，同时直流母线电流Ish出现负值，说明逆变桥两端承受了反向电压，反并联的二极管导通，流过很大的启动电流，很容易导致器件损坏；而优化型Y源逆变器启动时，耦合电感中没有电流通过，电容C1两端的电压和直流母线电流都是0，且增长速度较慢，说明优化型Y 源逆变器具有抑制启动冲击电流的能力，而且逆变桥没有出现反向压降，这与前面的理论分析一致。

图3 启动时波形Fig.3 Waveforms at startup

附录B 图B2为2种Y 源逆变器的的输出电压和电流波形。由图可见，输出电压的峰值要比理论峰值低，该差值在传统Y源逆变器中体现得更明显，这主要是由漏感引起的直通占空比损失和功率波动导致的。输出功率会在输出电压达到峰值时达到最大值（阻性负载），由于从阻抗网络中吸取的能量过多，母线电压会发生显著的跌落，而输出电压等于母线电压和调制比的乘积，所以此时输出电压也较低。同样输出电流波形上也可以得到相同的结论。附录B 图B3 为2 种Y 源逆变器输出电压和输出电流的快速傅里叶变换（FFT）分析图，可以看出优化型Y 源逆变器的基波含量更高，波形质量更好。

图4为2种Y 源逆变器的耦合电感电流，可以看出流经优化型Y 源逆变器三端耦合电感的电流明显小于传统Y 源逆变器。这说明优化型Y 源逆变器的磁芯尺寸能够得到极大的减小，且与前面的理论分析相符。附录B图B4为直流母线电压以及二极管D上的电压和电流波形，均与理论值相符。其中，二极管电流波形存在二倍工频波动，这是由输入、输出侧功率不匹配所导致的。附录B 图B5为2种Y 源逆变器相应参数的波形。由图可见，优化型Y 源逆变器具有更高的直流母线利用率，且具有更小的电压尖峰。这进一步证明了优化型Y 源逆变器对耦合电感的漏感具有一定的抑制作用。

图4 耦合电感电流的仿真波形Fig.4 Simulative waveforms of coupled inductor current

3.2 实验结果

实验在一个基于DSP TMS320F28335 的200 W实验平台上进行，具体如附录B 图B6 所示。图5 为优化型Y 源逆变器的输入和输出波形，图中vo、io分别为输出电压和输出电流，可以看出输入电流是连续的。此外，在输入电压为80 V 且调制比为0.8 的条件下，逆变器的输出电压峰值为150 V，比理论值低了10 V。这主要是由于耦合电感存在漏感，在NST 模式转换到ST 模式的瞬间，直通占空比存在一定的损失。

图5 Vin、Iin、vo和io的实验波形Fig.5 Experimental waveforms of Vin，Iin，vo and io

图6 为优化型Y 源逆变器的直流母线电压以及二极管D 上的电压和电流波形。由图可见，在ST 模式向NST 模式转换的暂态过程中，直流母线上有电压尖峰且幅值较小（50 V），表明优化型Y 源逆变器能够在一定程度上抑制直流母线上的电压尖峰，与前面理论分析的结果一致，体现了优化型Y 源逆变器的优越性。根据式（16），直流母线电压的理论值为200 V，符合实验所测量的结果。二极管D上的电压是580 V，与理论计算结果一致。另外，二极管D上的电压在ST 状态下存在较为明显的振铃现象，这是由耦合电感中的漏感和二极管寄生电容谐振引起的，谐振发生在二极管D 上的电流iD（即i1）减小到0之后。

图6 Vdc、VD和iD的实验波形Fig.6 Experimental waveforms of Vdc，VD and iD

附录B 图B7 为优化型Y 源逆变器的电容电压，可以看出VC1=165 V，VC2=87 V。该结果与由式（12）和式（13）所计算出的理论计算结果VC1=170 V、VC2=90 V十分接近。优化型Y 源逆变器的耦合电感电流如附录B 图B8 所示。由于耦合电感L2、L3均与电容串联，因而当电路进入稳态后，电流的正、负积分面积在一个周期内是大致相等的。

4 结论

本文提出了一种含有耦合电感的优化型Y 源逆变器，相比于传统Y源逆变器，它具有更高的升压能力和连续的输入电流，消除了启动冲击电流，并减小了磁芯尺寸。在额定输出功率时，直流母线的电压尖峰被限制在了50 V 以内，从而可以选取耐压低的功率开关器件。此外，通过解析方法详细分析了耦合电感中漏感引起的直通占空比丢失问题。最后，通过仿真和实验结果验证了优化型Y 源逆变器运行特性的优越性。

附录见本刊网络版（http：//www.epae.cn）。