基于新能源汽车光伏充电桩的新型双向大变比DC-DC变换器研究

王亮 蒋庆来

（长沙职业技术学院，长沙 410217）

主题词：大变比 DC-DC变换器 双向 NEV

1 引言

在能源供应日趋紧张和全球气候变暖因素的背景下，太阳能的应用越来越广泛，应用太阳能电池实现能量转换(辐射能转化为电能)的发电系统称为光伏发电系统。基于光伏发电系统的新能源汽车充电桩能够为新能源汽车提供清洁、高效的电能。如图1所示在典型的光伏发电系统，超级电容，蓄电池等储能设备是系统中必不可少的组成部分，一方面，目前光伏发电系统中常用储能设备是蓄电池，其基本单元的输出电压通常较低，一般为12~48 V；另一方面，新能源汽车充电桩输出直流母线电压通常需要在400 V以上，因此在光伏充电桩的储能设备与直流母线之间，需要双向大变比DC-DC变换器进行能量的传递。

图1 光伏充电桩结构

本文基于新能源汽车光伏充电桩的应用场合，提出一种新型双向大变比DC-DC变换器。该变换器的结构简单，在较小的耦合电感匝比下实现了电压的双向大变比变化，具有良好的工作性能。

2 电路拓扑结构

基于新能源汽车光伏充电桩的新型双向大变比DC-DC变换器拓扑如图2所示。图中为低压侧电源，为高压侧电源，与为一对耦合电感，匝比为(=N/N)，为中间电容，S，S为开关管，D，D为功率二极管，为独立电感。

图2 基于新能源汽车光伏充电桩的新型双向大变比DC-DC变换器拓扑

3 电路工作原理分析

3.1 正向升压模式

在正向升压模式中，开关管S和二极管D交替导通，相位相差180°，在一个开关周期内，共有2个开关模态，稳态工作时各开关模态的等效电路及其开关周期关键参量工作波形分别如图3和图4所示。

图3 变换器正向升压模式的工作模态

图4 开关周期关键参量的主要工作波形

新型双向大变比DC-DC变换器升压方向的电路变比如式（1）。

式中，为开关管S1占空比。

通过式（1）可以建立新型双向大变比DC-DC变换器正向升压方向电压变比与开关管S占空比和耦合电感匝比之间关系，如图5所示。

图5 变换器正向升压电压变比G Boost与占空比D和匝比N之间的关系

3.2 反向降压模式：

在反向降压模式中，开关管S和二极管D交替导通，相位相差180°，在一个开关周期内，共有2个开关模态，稳态工作时各开关模态的等效电路及其开关周期关键参量工作波形分别如图6和图7所示。

图6 变换器反向降压模式的工作模态

图7 开关周期关键参量的主要工作波形

新型双向大变比DC-DC变换器降压方向的电路变比，如式（2）。

式中，为开关管S占空比

新型双向大变比DC-DC变换器反向降压方向电压变比与开关管S占空比和耦合电感匝比之间关系，如图8所示。

Experimental study of dynamic compaction on silt sand foundation building of large scale storage tanks

图8 变换器反向降压电压变比G Buck与占空比D和匝比N之间的关系

4 电感设计

以正向升压模式为例。低压侧电流平均值为；高压侧电流平均值为。在以开关管S导通为起始的一个周期内，开关管S导通前，耦合电感和的电流瞬时值为i和i；开关管S导通后，耦合电感和的电流瞬时值为i和i；开关管S关断前，耦合电感和的电流瞬时值为i和i；开关管S关断后，耦合电感和的电流瞬时值为i和i；开关管S导通时，电感的电流为i；开关管S关断时，电感的电流为i。相关参量如图9所示。

图9 电流波形相关参量示意

4.1 电感L2的设计

在一个开关周期内，电感满足伏秒平衡，因此i=i，当电感电流临界连续时，电感的电流增减量即为2倍高压侧电流平均值。

由式（3）得，电感电流连续条件如式（4）。

4.2 耦合电感L11和L12的设计

开关转换过程中耦合电感和之间的能量发生转移，电流发生跳变，但任意时刻铁芯中磁势不能突变，因此由开关开通和关断2个时刻，如式（5）、（6）。

耦合电感只在开关S导通时有电流流过，如式（7）。

耦合电感临界连续时，如式（8）。

高压侧电流平均值为即为电感电流平均值，如式（10）。

电感电流i在一个周期内的电流平均值I，如式（11）。

低压侧电流平均值即为耦合电感电流平均值，如式（12）。

由式(5)~(12)可得，要保证耦合电感和电流临界连续，耦合电感应满足式（13）。

5 仿真与试验研究

为了验证前述理论分析的正确性，本文根据图1所示的基于新能源汽车光伏充电桩新型双向大变比DC-DC变换器，按照前述相关参数设计理论要求，在仿真软件PSIM中搭建了仿真模型，仿真模型参数如表1所示。

表1 电路仿真参数

5.1 正向升压仿真研究

图10给出了基于新能源汽车光伏充电桩新型双向大变比DC-DC变换器正向升压方向的仿真波形。图10（a）为低压侧电压波形、高压侧电压波形、中间电容电压波形，在匝比=0.9、占空比=0.5时实现了从低压侧电压48 V到高压侧电压480 V的升压变比，中间电容电压为480 V，等于高压侧电压，与理论分析相符。图10（b）为功率开关管S漏源2端电压、功率二极管D阴极与阳极2端的电压、耦合电感电流i波形，功率开关管S的电压应力为96 V，功率二极管D的电压应力为960 V，与理论分析相符。

图10 正向升压方向仿真波形

图10 正向升压方向仿真波形

5.2 反向降压仿真研究

图11给出了基于新能源汽车光伏充电桩新型双向大变比DC-DC变换器正向升压方向的仿真波形。图11（a）为低压侧电压波形、高压侧电压波形、中间电容电压波形，在匝比=0.9、占空比=0.5时实现了从低压侧电压48 V到高压侧电压480 V的升压变比，中间电容电压为480 V等于高压侧电压，与理论分析相符。图11（b）为功率开关管S漏源2端电压、功率二极管D阴极与阳极2端的电压、耦合电感电流i波形，功率开关管S的电压应力为96 V，功率二极管D的电压应力为960 V，与理论分析相符。

6 结论

本文提出了一种基于新能源汽车光伏充电桩的新型双向大变比DC-DC变换器，对其应用场合和工作原理进行了详细分析，最后通过PSIM软件进行了仿真验证。本文所提出的变换器具有以下特点：

（1）通过耦合电感的应用，提高了高低压侧电压的变比，实现了电能的双向变化与处理。

（2）变换器所实现的电压变比越大，耦合电感所需匝比越小，漏感越小，所提变换器结构能有效避免耦合电感漏感所带来的电压尖峰和效率低下问题。

由于时间和实验条件的限制，还有些研究工作有待于今后进一步的开展和完善，主要有：进行实验研究；耦合电感的损耗分析以及匝比的优化设计；软开关技术研究等。