原边绕组分组连接的IPOP型LLC谐振变换器均流方式

李洪珠，潘 超

（辽宁工程技术大学电气与控制工程学院，葫芦岛 125105）

在众多变换器结构中，LLC谐振变换器采用脉冲频率调制PFM（pulse frequency modulation）技术，能够实现高频化，减小体积，达到很高的功率密度和效率，因此在电动汽车、新能源发电、通信电子、航空电源、服务器电源等领域得到了更广泛的应用[1-2]。在大功率应用条件下，常常采用多相LLC并联的结构，以减小器件电流应力。然而，谐振元件由于制造工艺水平的限制，不可避免地存在一些偏差，进而影响变换器的增益大小。因此在输入端与输出端并联的前提下，为了保证各相增益的一致性，每个模块所分配到的负载必然不同，也就造成了各个模块之间的电流分配不均，功率器件的电流应力极不均衡[3]。

现有的均流方法包括控制均流法和自动均流法。控制均流法是通过检测各相电流，通过控制策略，调节开关频率或移相角，也可以通过控制谐振元件的参数等，来实现各相间的电流平衡。其优点在于控制精确，均流效果好，但缺点是需要额外的电流检测电路；另外因为LLC谐振变换器本身的动态特性不易控制，增加均流算法更会增加动态特性控制的难度。文献[4]提出一种变频均流策略，通过分别控制多相并联变换器的每一相开关频率，保证各相的电压增益相等，实现整体的均流效果。该策略优势在于原理简单，但会造成输出电流纹波较大，并且不断变化。文献[5-6]提出一种二次侧PWM控制的交错LLC谐振变换器均流方式，该变换器通过改变二次开关的开启时间来实现升压操作，使各相增益保持一致。但该方法需要实时检测谐振电流过零点，控制较为复杂。自动均流法是通过对电路拓扑的改进，将各相之间通过电路联系起来，实现均流。比如共用谐振元件、谐振元件耦合[7]、改变变压器绕组连接等方式实现各相之间电流的平衡。其优点在于方法简单，无需额外的控制电路与控制算法，但其均流效果有限，不便与扩展。文献[7-8]中采用的方式仅将不同模块谐振腔中的谐振电感或谐振电容直接并联，但该方式参数差异较大（谐振电感差异除外）时，不均流度较大，均流效果差。文献[9-11]中针对三相并联型LLC变换器，当每个模块的输出电流不等时，输入电容电压分配会发生变化，最后直到3个电容的输入输出电流均相等。但谐振腔参数不对称会使得最终输入各个电容电压值不相等，造成各个模块器件电压应力不均衡。

基于以上均流方式的特点，在不增加任何开关功率器件和采样检测器件、避免复杂算法的基础上，提出了一种自动均流的方式，将变压器原边绕组进行分组连接，使二次侧负载平均分配到每一相电路中，从而达到各相负载电流均衡的目的。该方法优势在于操作简单，变换灵活，且能达到很好的均流效果。

1 变压器原边绕组分组连接的均流特性

两相并联LLC谐振变换器的电路如图1所示，LLC变换器谐振网络的输入电压为方波，而谐振网络能滤除方波电压的直流分量和高次谐波分量，近似只有正弦基波分量传递能量给负载，因此对LLC谐振变换器的分析可以采用基波近似法FHA（first harmonic approximation）[12-16]。两相并联LLC谐振变换器的FHA等效模型如图2所示。

图1 两相并联LLC谐振变换器Fig.1 Two-phase parallel LLC resonant converter

图2 两相并联LLC谐振变换器的FHA等效模型Fig.2 FHA equivalent model of two-phase parallel LLC resonant converter

根据该模型推得LLC谐振变换器的直流增益为

式中：k为励磁电感 Lmi与谐振电感 Lri之比，

式中：δio12为第一相与第二相之间负载电流不平衡度；δio13为第一相与第三相之间负载电流不平衡度；δio23为第二相与第三相之间负载电流不平衡度。

以两相变换器的第一相参数为例，其中，io1(AVG)为第一相负载电流平均值，io1(AVG)=nip1，其中ip1为流过第一相等效电阻Rac1的电流。由IPOP型（输入并联输出并联型）LLC谐振变换器可知，两相输入电压相等，输出电压也相等，变比相同，两相增益被迫保持一致，即图2中

以表1所示的正常参数为例，结合式（2）、（3）、（4）绘制谐振参数偏差差ΔLm、ΔLr、ΔCr与负载电流不平衡度δio的关系曲线如图3所示。

表1 正常情况下两相LLC变换器的参数Tab.1 Parameters of two-phase LLC converter under normal conditions

由图3可知，励磁电感微小偏差对电流不平衡度影响不大，而谐振电感和谐振电容出现微小偏差，会造成两相变换器之间的电流值存在一个很大的不平衡关系。

图3 谐振参数偏差ΔLm、ΔLr、ΔCr对负载电流不平衡度影响的曲线Fig.3 Curve of influences of resonant parameter errors ΔLm,ΔLr,and ΔCron load current imbalance degree

两相并联LLC谐振变换器等效模型如图4所示，其结构是将两相电路的变压器原边绕组平均分成两份，其中一个变压器的一份绕组与另一个变压器的一份绕组串联，形成两个相互关联的新变压器。

图4 变压器原边绕组分组连接电路模型Fig.4 Grouping connection circuit model of primary winding of transformer

对于此模型，以第一相为例，Up11与Up12对应的匝数相等，ip11与ip12为同一导线上的电流，因此，Up11=Up12，ip11=ip12。同理，Up21=Up22，ip21=ip22。

假设两相变压器均为理想变压器，由此可知：

且改进后的变换器仍为输出并联结构，有Us1=Us2，所以io1=io2

通过以上结论，可以表明：从理论上说，采用变压器原边绕组分组连接的方式，可以实现两相变换器的负载电流平均分配；进而由变压器原、副边电流关系可知，当负载电流实现平均分配后，变压器原边电流，即谐振电流也实现了平均分配；对于多相并联LLC变换器仍然可以采用原边绕组分组连接的方式，达到负载电流平均分配到各相的目的。以三相为例，给出三相并联LLC谐振变换器原边绕组分组连接等效原理如图5所示。

图5 三相并联LLC谐振变换器原边绕组分组连接等效原理Fig.5 Equivalent schematic of primary winding grouping connection of three-phase parallel LLC resonant converter

三相并联LLC谐振变换器的均流原理分析与两相一致，这里就不再赘述。

2 仿真方案与结果

利用PSIM软件，分别对两相和三相并联LLC谐振变换器进行分析，在谐振参数存在偏差的情况下，分别对论文所提出的改进结构与传统结构进行仿真对比。假设第一相谐振参数值为原始设计值，参数如表1所示，在此基础上，按偏差10%，给出了4组第二相谐振参数值如下。

两相并联LLC谐振变换器负载电流不平衡度的仿真结果对比如表2所示。

表2 两相并联LLC谐振电路负载电流不平衡度的仿真结果Tab.2 Simulation results of load current imbalance degree of two-phase parallel LLC resonant circuit

由表2可见，对于传统结构两相并联LLC谐振变换器，4种谐振参数偏差下，都存在不平衡电流，第四组数据情况下，不平衡度最大。而改进结构的两相并联LLC谐振变换器，在存在谐振参数偏差的情况下，各相电流仍是平衡的。

仿真波形对比如图6所示，展示了第四组数据下的不同带载情况的负载电流仿真波形图，在该组的误差参数下，传统结构的负载电流不平衡度达到99.1%，改进的结构下，两相负载电流相等。

图6 两相并联电路不同带载情况下传统结构与改进结构的负载电流仿真波形对比Fig.6 Comparison of load current simulation waveforms between the traditional and improved structures under different load conditions of two-phase parallel circuit

对于三相LLC谐振变换器的仿真，以表3所示的电路参数为例。第一相参数为原始设计值，在此基础上，按偏差10%，提出了4组第二相与第三相的谐振参数值如下。

表3 正常情况下三相LLC变换器的参数Tab.3 Parameters of three-phase LLC converter under normal conditions

三相并联LLC谐振变换器负载电流的仿真结果对比如表4所示。

由表4可见，对于传统结构三相并联LLC谐振变换器，4种谐振参数偏差下，都存在不平衡电流，励磁电感偏差对负载电流不平衡度影响依然不大，谐振电感和谐振电容的偏差，将会造成三相负载电流的的其中一相电流过大。第四组数据情况下，不平衡度最大。而改进结构的三相并联LLC谐振变换器，在存在谐振参数偏差的情况下，各相电流仍是平衡的。

表4 三相并联LLC谐振电路负载电流的仿真值结果Tab.4 Simulation results of load current of three-phase parallel LLC resonant circuit

仿真波形对比如图7所示，展示了第四组数据下三相并联LLC变换器，在不同带载情况下的负载电流仿真波形图，在该组的偏差参数下，传统结构的负载电流不平衡度最高达到99.1%。改进的结构下，三相负载电流相等，实现了平均分配。

图7 三相并联电路不同带载情况下传统结构与改进结构的负载电流仿真波形对比Fig.7 Comparison of simulation waveforms of load current between the traditional and improved structures under different load conditions of three-phase parallel circuit

对比表2和表4的数据可知，在励磁电感参数存在偏差的情况下，对负载电流平衡度影响不大。除此之外的其他情况下，传统结构的各相负载电流相差极大，达到90%以上，意味着其中的一相将承担几乎全部的负载。而经过变压器原边绕组分组连接后，实现了负载电流平均分配。

3 实验验证

为了验证本文所提出结构的均流效果，如图8所示，搭建了一台960 W的两相LLC谐振变换器，进行实验。实验记录了在不同带载情况下的负载电流波形图。实验样机具体参数如表5所示。

图8 实验样机Fig.8 Experimental prototype

表5 实验样机参数Tab.5 Parameters of experimental prototype

传统结构与新结构的负载电流对比波形图如图9所示。

图9 不同带载情况下传统结构与改进结构的负载电流实验波形对比Fig.9 Comparison of experimental waveforms of load current between the traditional and improved structures under different load conditions

对比两种结构的实验电流波形图可知，新的结构对于两相负载电流的平均分配起到了很好的效果。对比新结构的不同带载情况下的电流波形图，可见在全负载范围内，都能起到很好的均流效果。从图9中可以看出，两相负载电流大小存在着很小的偏差，这主要是由于两相副边整流电路的线路阻抗不能完全一致，两个变压器的漏感大小不同所造成的。

4 结语

对传统结构下两相并联LLC谐振变换器的FHA等效模型分析，可以计算出，励磁电感的10%偏差将会导致3%左右的负载电流不平衡度，谐振电感或谐振电容的10%偏差将会导致90%以上的负载电流不平衡度，这与仿真后的结果具有高度的一致性。对改进结构下的负载电流不平衡度，理论上为0%，通过仿真验证后，符合理论计算。在后续的实验中，两相负载电流的实际波形基本重合，证明了理论分析与仿真的正确性。对于提出的原边绕组分组连接结构，理论与仿真上不仅仅适用于两相并联电路，在实际应用中也会在多相并联电路中起到很好的均流效果。