一种适用于射频能量收集系统的自适应MPPT 技术

王晓丹,韦保林,许新愉,徐卫林

(桂林电子科技大学 广西精密导航技术与应用重点实验室,广西 桂林 541004)

随着无线通信技术以及物联网的高速发展,无线传感器网络节点及可穿戴医疗设备等得以广泛应用。这些低功耗设备都有不便频繁更换电池的特点。收集环境中的能量为其供电,是解决供电问题的良好方案。在环境能量收集系统的研究中,射频能量在城市中无处不在,且方便传送到其他能量源(如太阳能、热电能、振动能)无法传送到的地方,因而具有良好的发展前景,但同时也存在环境能量密度非常低等挑战[1-15]。为此,射频能量收集系统的研究主要集中在2个方面,一是提高灵敏度[16-17],即降低射频能量收集系统可利用的输入功率最小值;二是提高能量转化效率。为提高系统的能量转换效率,除改善组成部分的结构外,还需要各组成部分之间进行最大功率传输。在DC-DC转换器与其输入源之间,常用的实现方法是最大功率追踪技术。其中,开路电压法[18]因其结构简单、功耗小、易实现的优点被广泛应用,但它只适用于线性源(比如热电能以及振动能)。对于非线性源(比如太阳能和射频能)就需要带有反馈的最大功率追踪方法。干扰观测法因其简单、低功耗最为常用[19-21]。鉴于此,采用自适应最大功率追踪法(adaptive maximum power point tracking,简称AMPPT),将开路电压法与干扰观测法结合起来,进行最大功率追踪[22-23]。自适应最大功率追踪法可以解决开路电压法追踪不精确及干扰观测法初始值设置不当引起的追踪时间过长的问题。除此之外,在找到最大功率追踪电压后,关闭追踪电路,不仅可以节省功耗,还可避免追踪电压在最大功率点附近左右摇摆,相对而言,提高了系统的转换效率。

1 整流器特性

常见的射频能量收集系统如图1所示,由天线、匹配网络、整流器以及DC-DC转换器4部分构成。天线接收环境中的射频能量,匹配网络进行天线和整流器的阻抗匹配,可实现最大功率传输及无源升压,提高灵敏度。整流器将射频信号转换为直流电压。DC-DC转换器不仅为负载提供稳定的输出电压,还可利用最大功率追踪(MPPT)技术将整流器的输出电压稳定在最大功率追踪电压处,实现整流器与DCDC转换器之间的高效传输。

图1 射频能量收集系统

整流器采用CMOS交叉耦合结构,电路原理如图2所示。该电路具有非线性特点。

图2 连接天线匹配网络的CMOS交叉耦合整流器

根据最大功率传输定理,当负载与线性源内阻相等时,负载可获得最大功率,且此时输出电压等于开路电压的二分之一。但对于射频整流器等非线性电路,取得最大输出功率时的输出电压(即追踪电压VMPPT)与开路电压VOC的比值并非是二分之一[17,24]。该结论可从图3所示的射频整流器的输出功率PRF与输出电压VREC的关系曲线看出。

图3 PRF 随VREC 变化曲线

除此之外,射频整流器的追踪电压VMPPT与开路电压VOC的比值(即追踪比例)也随着天线输入功率PAV的变化而变化,如图4所示。

图4表明,在天线输入功率PAV变化范围内,射频整流器的追踪比例在59%～69%变化。该追踪比例可为AMPPT追踪方法提供理论基础。

图4 追踪比例随PAV 变化曲线

2 DC-DC转换器

2.1 DC-DC控制方案

DC-DC转换器采用单输入双输出的boost架构,原理框图如图5所示。输出通道1的输出电压VDD稳定在1.8 V,为内部控制电路供电;输出通道2的输出电压VOUT稳定在1.4 V,为负载供电。使用基于迟滞比较器的PFM+PWM 的调制方式[25],使输出电压保持稳定。电路优先为C1充电,保证系统能正常工作,当VDD升到1.8 V 后,切换到通道2为C2充电。为减小功耗,DC-DC工作在断续工作模式(DCM)。

图5 DC-DC原理图

电感的每个充放电周期可分为3个阶段,第一阶段(ST1)同时打开MN2和MN1,为电感进行充电。利用高速比较器比较VS与追踪电压VM,通过开启(或关断)MN1控制DC-DC转换器的输入源对CREC的放电(或充电),将VS稳定在VM处。第二阶段(ST2)同时打开MN0和MP1(或MP2),电感向C1(或C2)放电。利用零电流检测模块ZCD,通过检测VCOM是否降到VDD(或VOUT)来判断电感电流是否放电到零,若电感放电到零,便关闭MP1(或MP2),避免输出端反向漏电。由于ZCD 的精度有限,电感中电流会有残余,因此在第三阶段(ST3)同时打开MN0和MN1,将电感两端接地进行放电,使电感中残余电流泄放到零,以防止电感与其两侧的寄生电容谐振,造成转换效率下降。

对于系统而言,DC-DC转换器在时间上也按顺序执行3个阶段:采样阶段、最大功率追踪电压搜索阶段(简称搜索阶段)和工作阶段。带重载时,DC-DC转换器的时序图如图6所示。其中,EN_CONV 是采样信号,低电平表示处于采样阶段,此阶段DC-DC转换器停止工作,WORK 信号变为低电平,MN3关闭,整流器开路,采样电路取得整流器的开路电压VOC,EN_CONV 变为高电平后采样阶段结束。OE信号是搜索阶段使能信号,OE变为低电平表示搜索阶段结束进入工作阶段。IL是电感电流,在DC-DC转换器工作时按顺序进行ST1、ST2、ST3。IRL是负载电流,在工作阶段间断的通断负载保持输出电压VOUT稳定。

图6 DC-DC转换器带重载时3个阶段时序图

2.2 采样阶段

采样电路原理图如图7所示。外部提供的时钟信号CLK经图8所示的传统的不交叠时钟电路,分成2个互不交叠的时钟信号VA和VB。其中,VA即是采样信号EN_CONV,VA'和VB'分别是VA和VB的反相信号。由于整流器开路电压VOC较高,若想精确传输该阶段电压,则需要采用CMOS传输门结构作为开关。

图7 采样电路原理图

图8 不交叠时钟产生电路图

采样期间,VB为高电平,VA、WORK 为低电平,MN4-MP4对、MN6、MN7导通其余MOS管关闭,电容C1充电到开路电压VOC,而电容C2电压下降到零。采样结束后,VA、WORK 为高电平,VB为低电平,MN5-MP5对、MN3、MN8导通其余管子关断,VREC与VS相等;电容C1上极板电荷与C2均分,C1和C2下极板电压变为VI,于是上级板电压变为VM0+VI,直接实现了VM0与VI相加的功能,使DCDC转换器的追踪电压VM等于VM0+VI,其中,VM0是射频整流器开路电压(VOC)的二分之一,VI是电压增量。

2.3 工作阶段

在此阶段,DC-DC转换器开始为负载进行供电,利用双迟滞比较器判断输出电压范围来确定负载电阻RL是轻载、中等负载还是重载,间断的通断源或负载来保证输出电压的稳定。若RL是轻载,则断开射频源,WORK 信号变为低电平;若RL是重载,则断开负载,SW_LOAD信号变为高电平。

3 AMPPT原理

DC-DC转换器在DCM 模式下的等效输入阻抗为[12]

其中:tON为电感充电时间;TS为开关周期。由此可得DC-DC转换器的输入功率:

常见的基于干扰观测法的追踪技术使用PFM调制方式,固定tON,通过改变开关频率来调整RIN,获取PIN的最大值,同时也是整流器输出功率的最大值[19-21]。但本研究使用基于比较器的PFM+PWM 的混合调制方式,通过逐步增加VM,使之接近最大功率追踪电压,从而得到整流器的最大输出功率。即首先利用开路电压法获得射频整流器开路电压的二分之一VM0,然后通过干扰观测法逐步增加电压微扰量VI,直到找到最大功率追踪电压VM,如式(3)所示。

当VM增加时,DC-DC转换器内部损耗也会相应增加。若VM变化时,PIN的变化量大于内部损耗的变化量,则DC-DC转换器输出功率的变化情况可以反应出PIN的变化情况。选取VM变化步长为40 m V[22]。

通过检测C1的充电时间是否达到最小值来判断DC-DC转换器的输出功率是否达到最大值。这是因为当C1的输出电压固定时,输出电流越大,输出功率也就越大,同时电容的充电时间也越短,故当电容充电时间最短时,输出功率有最大值。

追踪电压增量模块(TVI)原理框图如图9所示。该模块主要由脉冲计数器、存储器DFF1和DFF2、数字比较器、加/减计数器、数据选择器MUX五部分组成。图10为TVI模块的电压微扰量调整流程。信号C1_V是监测C1电压VDD的迟滞比较器的输出信号,当VDD从VL升到VH后,C1_V 变为高电平,而当VDD从VH降到VL后,C1_V 变为低电平。CLK_PC信号是外部提供的方波信号,作为脉冲计数器的时钟。

图9 TVI原理框图

图10 电压微扰量调整流程

采样结束时,TVI模块初始化。脉冲计数器、加/减计数器清零,存储器DFF2清零,DFF1置数到最大值,此时数字比较器的输出信号OE为高电平,表明加/减计数器接下来要进行加法计数,且数值选择器的输出VI为0 m V。

C1充电时,开启脉冲计数器,记录充电时间。C1_V变为高电平时,充电结束,将计数结果T2存储到DFF2中,然后比较T2与存储在DFF1中的T1(当前的最小充电时间)。

若T2＜T1,应继续增加微扰,并将T2存储进DFF1中,作为新的T1。为保证搜索阶段尽快完成,当充电结束后,打开MP3,将C1上的电压放电到VL,然后开始下一个搜索周期:即C1充电计数、比较TI、T2、VI增加固定步长、更新T1。

直到T2＞T1,表明上一周期C1的充电时间便是最短充电时间,于是需要VM减小一个步长,并保持此值,直到下一采样周期到来。该情况下OE变为低电平,加减计数器进行减法计数。在与门作用下,脉冲计数器、DFF1、DFF2的时钟信号均不再变化,DFF1保持上次计数结果不变,并利用OE的下降沿信号使加减计数器结果减1,从而使VI减小40 mV,返回上次的追踪电压。在或门的作用下,加/减计数器的输出也将维持不变,直到下次采样周期到来,TVI模块初始化后再次启动。

4 仿真结果

仿真实验采用TSMC 180 nm CMOS工艺设计整流器及DC-DC 转换器。在天线中心频率为900 MHz、输入功率范围为-13～-3 dBm 的条件下进行仿真验证。

PAV=-8 dBm 时,整流器的最大功率输出电压为788 m V,追踪电压变化时序如图11所示。该时序图显示VM增加时,VS也随之增加,并稳定在VM附近,且当追踪模块检测到VM=820 m V 的充电时间大于VM=780 m V 的充电时间后,追踪结束,OE变为低电平,VM自动减小一个步长,回到780 m V。

图11 追踪电压变化时序

MPPT的追踪效率(ηMPPT)是DC-DC转换器实际输入功率PIN与整流器最大输出功率之比,它随天线输入功率PAV变化曲线如图12所示。结果显示,在输入范围内,追踪效率ηMPPT 为83.3%～99%(@PAV=-8 dBm),表明有良好的追踪能力。

图12 追踪效率随PAV 变化曲线

DC-DC转换器的转换效率(ηOUT)是DC-DC 转化器输出功率POUT与整流器最大输出功率之比,它随PAV的变化曲线如图13所示。仿真结果显示,POUT的变化范围为78.34%～86.46%(@PAV=-8 dBm)。表明在输入功率范围内,DC-DC转换器的转换效率较高,且性能较为稳定。

图13 DC-DC转换效率随PAV 变化曲线

射频能量收集系统转换效率(ηALL)是DC-DC转换器输出功率POUT与天线输入功率PAV之比,它随输入功率变化曲线如图14所示。结果显示,在输入功率范围内,系统转换效率变化范围为46.88%～58.57%(@PAV=-8 dBm)。

图14 系统转换效率随PAV 变化曲线

射频能量收集系统整体版图如图15所示,面积为0.27 mm×0.28 mm。从表1可看出,本系统的整体效率有较明显的优势。

表1 系统参数

图15 射频能量收集系统版图

5 结束语

采用180 nm CMOS工艺设计了一种自适应最大功率追踪方法。该技术基于追踪比例在59%～69%的特点,采用在开路电压二分之一的基础上逐步增加电压微扰量的方法来获取最大功率追踪电压。仿真结果表明,系统转换效率变化范围为46.88%～58.57%,相比之前的研究有较明显的优势。不足之处是该追踪技术在输入范围内的追踪效率为83.3%～99%,追踪能力有待进一步提高。因为在输入功率PAV变化时,DC-DC转换器的功耗也在发生变化,故若想提高追踪能力,需要直接观测DC-DC转换器的输入功率。