一种尾电流可动态调节的负跨导振荡器的设计

黎 明，方 健，马红跃，卜 宁，张 波

（电子科技大学电子薄膜与集成器件国家重点实验室，成都 610054）

1 引言

片上变压器由于隔离电压高、寄生电容小、可集成等特性，被广泛应用于数字隔离器、太阳能逆变器、DC-DC变换器等，用来传输信号或能量[1]。

基于片上变压器的数字隔离器具有隔离电压高、共模瞬态抗干扰度（Common-Mode Transient Immunity,CMTI）高、传输速度快等优势，受到了国内越来越多的关注。国内关于数字隔离器的研究主要专注于片上变压器的结构、数字隔离器的封装技术[2]和数字隔离器CMTI测试系统[3]等方向。国外则更关注于变压器式隔离器的超高隔离电压、超高CMTI以及收发射机架构等。片上变压器发射机的构架大致可以分为两类：一类是振荡器与调制电路分离的架构[4-5]；另一类是振荡器和调制电路整合在一起的负跨导振荡器架构，振荡器即是发射机[6-7]。后者的发射机不仅电路简单、传输延时低，而且能够提供300 V/ns以上的CMTI。

因发射机和接收机的参考地不同，当电路出现快速的共模瞬态噪声时，如果发射机的CMTI特性较差，就会出现信号或能量传输中断的情况。发射机的信号或能量传输中断会导致后级电路误操作，甚至使芯片烧毁。为此有必要深入研究发射机的工作原理，并寻找相应的解决方案，在保证一定的CMTI的前提下，降低发射机的功耗。

2 负跨导振荡器的工作原理

2.1 负跨导振荡器起振原理

尾电流靠近电源轨的负跨导振荡器如图1（a）所示，振荡器的简化等效模型如图1（b）所示，其LC振荡腔的电感为片上变压器的初级线圈，电容C用于调节振荡器频率。振荡器主要由LC振荡腔和交叉耦合对管组成，Rp为初级线圈的等效并联电阻，反映了振荡器的振荡损失，-gm为交叉耦合对管的有效负跨导，用以补偿振荡损失[8]。根据巴克豪森准则，为了使得负跨导振荡器起振，需要满足：

图1 尾电流靠近电源轨的负跨导振荡器

其中α为大于1的常数。因此，可以通过增大尾电流和交叉耦合对管的W/L以增大gm，使得负跨导振荡器更容易起振。

2.2 CMT噪声对负跨导振荡器的影响机制

图2所示为片上变压器位移电流，由于发射机TX和接收机RX的参考地不同，当出现快速的共模瞬态噪声时，会有位移电流I通过片上变压器初、次级之间的寄生电容Cp注入或者流出节点X、Y。根据振荡器的工作状态，振荡器的振幅可表示为[9]：

图2 片上变压器位移电流

其中Vlimit为接近电源轨的电压。

在电流限制区域，振荡器振幅随流入交叉耦合管的尾电流增大而增大，直到进入电压限制区域后，振荡器振幅接近电源电压。当发生负CMT事件时，位移电流I=Cpdv/dt会从节点X、Y流出，节点X、Y电位下降。若位移电流I较小，不足以使得节点X、Y电位小于0时，会导致流入N对管的电流减小、跨导减小。因此，工作在电流限制区域的振荡器振幅将会减小，在电压限制区域的振荡器振幅影响较小。若位移电流I远大于尾电流，节点X、Y电位会快速下降，使得N对管反向导通，节点X、Y电位将被钳位在一个负的二极管压降。振荡器无法维持振荡，信号或者能量传输中断。

当发生正CMT事件时，位移电流I=Cpdv/dt会注入到节点X、Y，使得节点X、Y电位升高。若位移电流足够大，会导致P对管截止，甚至反向导通。若位移电流I不足以使得P对管反向导通，位移电流从N对管流出，使得流入N对管的电流增大、跨导增大。因此，工作在电流限制区域的振荡器振幅将会增大，有利于维持振荡，对工作在电压限制区域的振荡器振幅影响较小。

综上所述，发生正CMT事件对该负跨导振荡器的影响远小于负CMT事件，该负跨导振荡器的CMTI下限取决于负CMTI。为了保证信号或能量安全可靠的传输，可以增大尾电流Itail和P对管的W/L，以提高该负跨导振荡器的CMTI下限。

3 尾电流可以动态调节的负跨导振荡器设计

负CMT噪声通过寄生电容Cp时，会产生位移电流I，从而影响负跨导振荡器。若流出节点X、Y的位移电流I远大于尾电流，根据基尔霍夫第一定律，N对管必须反向导通以补充流出节点X、Y的电流。N对管不再提供负跨导，振荡器工作状态将发生变化，无法维持振荡。根据对负跨导振荡器的特性分析：1）增大尾电流Itail可以减缓甚至消除位移电流导致的节点X、Y电位下降，但是增大尾电流Itail会增大发射机功耗；2）增大交叉耦合对管的W/L，可以增大跨导gm，有利于振荡器振荡，但只有在位移电流较小的情况下，才可以减缓振荡器振幅下降。

为此，本文提出了一种尾电流可以动态调节的负跨导振荡器，只有发生快速的负CMT事件时，才会打开尾电流源MPP的开关，抑制CMT噪声的影响。振荡器正常工作只需要很小的尾电流，因此在提升振荡器CMTI的同时，也降低了振荡器的功耗。

图3为本文所提出的尾电流可以动态调节的负跨导振荡器，该电路主要由负跨导振荡器核心电路、电压耦合电容、尾电流控制模块组成。当Vin为低时，负跨导振荡器开始正常工作、尾电流源MP开启，片上变压器初级线圈的输入信号VX、VY为差分信号。若设置电压耦合电容C1=C2，则从节点X经过C1流入节点Vs的电流和从节点Y经过C2流入节点Vs的电流大小相等、方向相反，即流入节点Vs的净电流为0 A。Vth的典型值可以设置为300 mV，以保证振荡器正常工作时，尾电流控制模块输出电压VF为高，尾电流源MPP关闭，降低电路的功耗。当发生快速的负CMT事件时，节点X、Y电位同时快速下降，会有耦合电流I1从节点Vs经C1、C2流入节点X、Y，导致节点Vs电位下降。当Vs+Vth＜Vb2时，尾电流控制模块输出电压VF为低，尾电流源MPP开启。电流源MPP的W/L为MP的n倍，n的取值由片上变压器初级、次级之间的寄生电容Cp和振荡器所需的CMTI能力决定。

图3 尾电流可以动态调节的负跨导振荡器

该负跨导振荡器架构的发射机采用开关键控（On-Off Keying，OOK）调制方式，只有当外部输入信号为高电平时才会开启。尾电流控制模块的功耗很小，可忽略，则振荡器一个周期内的功耗可表示为：

其中Ton为振荡器一个周期内的开启时间，Tonn为一个周期内尾电流源MPP的开启时间，近似等于功率管的开通、关断时间，一般只有几到几十纳秒。当功率管的工作频率较低，且Ipp<10Ip时，Ton远大于Tonn，式（4）中的第二项可以忽略，振荡器一个周期内的功耗可近似表示为：

电流源MPP只在发生快速的负CMT事件时才会开启，大大降低了振荡器的功耗。

4 仿真结果与分析

设置尾电流Itail=4 mA，振荡器工作在电流限制区域，并改变P对管的W/L以验证跨导gm对振荡器的影响。振荡器振幅与负CMT噪声的关系曲线如图4所示，随着负CMT噪声变快，片上变压器初级线圈的电流幅值近似线性降低。负CMT噪声为50 V/ns时，振荡器振幅约为0，振荡器停止振荡。由于位移电流的影响，实际流入N对管的尾电流为Itail-Cpdv/dt。由式（2）可知，工作在电流限制区域的振荡器振幅与尾电流成正比，所以初级线圈的电流幅值会随着负CMT噪声变快而线性降低。仿真结果也表明，在发生负CMT事件时，P对管的W/L越大，初级线圈电流幅值也越大。

图4 P对管不同W/L时振荡器振幅与负CMT噪声的关系曲线

图5为尾电流可以动态调节的负跨导振荡器仿真结果，振荡器正常工作时的尾电流为Itail=4 mA。维持振荡所需的尾电流与负CMT噪声近似成正相关，增大P对管的W/L有助于振荡，可略微降低维持振荡所需的尾电流。这是因为发生负CMT事件时，由于位移电流的影响，实际流入N对管的尾电流为Itail-Cpdv/dt。若位移电流Cpdv/dt大于尾电流Itail，则实际流入N对管的尾电流为负数，即N对管反向导通。此时，N对管不再提供负跨导，振荡器工作状态将发生变化，无法维持振荡。

图5 P对管不同W/L时维持振荡所需的尾电流与负CMT噪声的关系曲线

为此，需要增大尾电流以补充从振荡器流出的位移电流。又因为位移电流正比于CMT噪声，所以维持振荡所需的尾电流与负CMT噪声近似成相关。增大P对管的W/L可以增大负跨导gm，有利于振荡，但是还需要提供足够大的尾电流。从仿真结果可得，当负CMT噪声为300 V/ns时，为了维持振荡所需的尾电流约为30 mA。对于工作频率为1 kHz的功率管来说，一个周期内振荡器的开启时间约为0.5 ms，远大于CMT事件的持续时间。根据式（5），尾电流可以动态调节的负跨导振荡器的一个周期功耗为：W=4TonVDD；而基本的负跨导振荡器在振荡器的开启时间0.5 ms内都需要30 mA的尾电流，所以一个周期功耗为：W=30TonVDD。尾电流可以动态调节的负跨导振荡器功耗约为原来的1/7。根据仿真结果也能得出，当CMTI为200 V/ns时，功耗约为原来的1/5，大大降低了电路的功耗。

图6（a）为基本的负跨导振荡器仿真结果，图6（b）为尾电流可以动态调节的负跨导振荡器的仿真结果。两种振荡器正常工作时的尾电流均设置为4 mA，10 ns时发生100 V/ns的负CMT事件并持续10 ns。

图6 变压器输入端电压及电流

由于位移电流过大，基本的负跨导振荡器的变压器输入端电位被逐渐钳位在-800 mV左右（约一个负的二极管压降），振荡器异常，停止振荡；尾电流可以动态调节的负跨导振荡器在检测到快速的负CMT事件时，快速开启尾电流源MPP的开关，以增加6 mA的尾电流。从仿真结果可以看出，当出现快速的负CMT事件时，变压器输入端VE电压快速下降至-800 mV左右，尾电流源MPP的开关开启后，变压器输入端VE电压恢复振荡，振荡器恢复工作。

5 结论

本文通过分析基本的负跨导振荡器的工作原理，发现了该负跨导振荡器负CMTI较低的原因及影响因素，并提出了一种尾电流可以动态调节的负跨导振荡器。仿真结果表明采用了尾电流可以动态调节的负跨导振荡器，可以免疫1000 V/ns的CMT噪声。当发生快速的负CMT事件时，才会增大振荡器的尾电流，所以该振荡器大大降低了电路的功耗。仿真结果表明，当尾电流可以动态调节的负跨导振荡器CMTI为200 V/ns时，功耗约为原来的1/5；CMTI为300 V/ns时，功耗约为原来的1/7。