三电平LLC变换器的混合调制策略研究

刘耿博，曹彦哲，史栋毅，高 枫，张 雷，刘学钢

（西安麦格米特电气有限公司，陕西 西安 710062）

0 引言

近年来，随着电力电子技术的日渐成熟，电源模块作为电源能量传递的重要组成部分被越来越广泛地应用在高速铁路、航空航天、电动汽车、通信等领域。其中，电动汽车作为一种人类日常交通的重要交通工具，高效的充电设施成为电动汽车快速普及的重要前提之一。目前，电动汽车充电方式主要有车载充电和大功率直流充电等，而大功率直流充电由于输出功率大、充电时间短等特点，已成为各大充电桩的首选设施。

三电平LLC谐振变换器作为大功率直流充电器的一种，由于其开关管电压应力小，同时具有一次侧开关管零电压开通（ZVS）和整流侧二极管零电流关断（ZCS）的特点，且其转换效率高，功率密度也得到显著提高，近些年来被国内外学者广泛关注。其拓扑结构主要分为二极管箝位型、飞跨电容箝位型以及混合箝位型；控制策略一般分为变频控制式、移相控制式或者二者混合控制式。三电平LLC变换器采用调频控制方式时，其高频增益变化缓慢，输出电压不稳定，冲击电流大，磁性元器件的设计困难。文献[1-4]对LLC谐振电路损耗及设计方法进行了定量分析并提出了优化方式，具有一定参考意义，但并未实质性地解决根本问题，且LLC谐振电路若要获得较低的电压增益则需提高开关频率，而过高的开关频率会增加开关器件损耗以及数字信号处理难度。文献[5-7]提出一种“Boost+LLC”变换器结构，前级Boost电路稳定总线电压，后级电路采用定频移相控制方式实现开关管的零电压开通；但轻载时，开关管为硬开通，谐振电路内部无功电流增大，软开关性能降低，转换效率较低。为了进一步扩大输出电压范围，文献[8-10]提出了增加谐振电容数量和改变变压器变比来等效多套谐振参数，这样可以在一定程度上拓宽输出电压范围，但无疑增加了电路拓扑的复杂性和成本。文献[11-13]在LLC 谐振变换器的变压器一次侧增加两个电感， 通过电感电流使开关管强制工作在软开关区域，但增加了硬件电路及控制的复杂度。

基于此，结合三电平LLC变换器调控方式的优缺点，本文提出一种脉宽调节与变频调节相混合的调制策略，可以有效地解决宽范围输出和软开通不可兼得的矛盾。

1 全桥三电平LLC变换器拓扑结构及工作原理

1.1 拓扑结构及特性

图1示出全桥三电平LLC变换器主电路拓扑结构。其中，Q1～Q8为一次侧的8个MOSFET；D1～D8为体二极管；Cp1～Cp8为寄生电容；D9～D12为箝位二极管；C1和C2为飞跨电容器。谐振电容器Cr、谐振电感器Lr及励磁电感Lm构成谐振回路；变压器一次侧、二次侧匝比为n∶1，经不控整流桥输出直流电压；Ro为输出等效负载，Co为输出电容，Uo为输出电压。

图1 全桥三电平LLC变换器主电路拓扑结构Fig. 1 Main topology of a full bridge 3-level LLC converter

LLC变换器既可工作在变频模式下，也可工作在调宽模式下，其直流增益可表示为

其中，谐振频率fr与Lr和Cr的关系如下：

fs为开关频率，归一化频率为

励磁电感和谐振电感比值为

谐振电路品质因数为

图2示出不同品质因数下电压增益曲线。可以看出，输出电压的调节范围越宽，fn调节范围就越宽，对应的fs变化范围也越宽；但在高频段时，电压增益随fs的增加而变化缓慢，不利于宽输出电压范围的实现。

图2 不同Q时增益曲线Fig. 2 Gain curves at different Q

1.2 工作原理

下面以变频调制模式开关管的开关状态为例，说明全桥三电平LLC变换器具体工作过程，各个时刻的主要波形如图3所示。为方便描述，Q1, Q2, Q7和Q8称为外管，Q3, Q4, Q5和Q6称为内管。图中，Ugs表示开关管的驱动信号，Vds表示开关管的漏源电压。

图3 各阶段主要波形图Fig. 3 Major waveforms for each stage

阶段1（t0-t1）： 此阶段Q1, Q3, Q6和 Q8开通，谐振电流ip由输入正极经Q1→Q3→谐振电路→Q6→Q8，回到输入负极，ip在谐振器件之间呈正弦波增大。

阶段2（t1-t2）：当ip等于励磁电流iLm时，变压器二次侧电流降为零，整流二极管实现零电流关断，此时Co为负载提供能量。

阶段3（t2-t3）：关断外管Q1和Q8，此时ip一方面会对Q1和Q8的寄生电容进行充电，另一方面Q7和Q2的寄生电容会分别经飞跨电容C1和C2进行放电。待Q1和Q8的寄生电容充电至时，D5和D8导通，a和b两点被箝位至中点电位，Q1和Q8实现零电压关断，此时Q2和Q7的寄生电容也会放电至零电压，为Q7和Q2的零电压开通做好准备。

阶段4（t3-t4）：关断 Q3和 Q6，ip给 Q3和 Q6的寄生电容充电，同时通过C3和C4分别给Q5和Q4的寄生电容放电，Q3和Q6近似为零电压关断。Q3和Q6的寄生电容电压上升至，Q5和Q4的寄生电容电压降为零时，为Q5和Q4零电压开通创造条件。

阶段5（t4-t5）：Q2, Q4, Q5和Q7的寄生电容电压均降为零时，ip经Q2, Q4, Q5和Q7的体二极管回流，因此这4个开关管的Vds电压为零，为后续零电压开通Q2, Q4, Q5和Q7创造条件。

阶段6～阶段10（t5-t10）：与阶段1～阶段5类似，这里不再赘述。

2 调制模式及数字化实现

混合调制是在调宽调制和调频调制的基础上衍生的一种新调制策略。本文通过分析调宽调制及调频调制的开关驱动特点，给出了混合调制方式的具体实现方案，并对3种调制方式的数字化实现方法予以说明。

2.1 调制模式

首先对调宽模式和调频模式的开关状态进行说明。调宽模式下，各个开关管的频率均为定频调制频率f0，调宽外管（Q1, Q2, Q7和Q8）的占空比在最小正占空比d0和最大正占空比d1之间，且随负载大小动态调整；内管（Q3, Q4, Q5和Q6）保持占空比为50%（不考虑死区）。调频模式下，外管及内管占空比将固定为50%，各外管及内管均进入调频阶段，频率在调频阶段时的最大开关频率fr和最小开关频率f1之间，且随负载动态调整。调宽控制模式下，保持频率不变，输出增益随着外管占空比的变化而变化，弥补了变频控制模式下电路增益对高频段频率变化不敏感的缺陷。图4和图5分别示出调宽模式和调频模式驱动示意。

图4 调宽调制驱动示意Fig. 4 Driving diagram of width modulation

图5 调频调制驱动示意Fig. 5 Driving diagram of frequency modulation

混合式调制方式是调宽模式和调频模式的结合，一方面可以解决轻载时移相调制不能工作在软开状态的问题，最大程度地实现软开关特性；另一方面可使LLC电路在较小的频率变化范围内得到较大的电路增益，降低了LLC电路的控制难度。当调宽阶段的外管占空比大于d1（为兼顾空载及轻载特性，d1取值范围一般为10%～20%）或者调频模式下开关管频率小于谐振频率fr时，变换器进入混合调制模式。此模式下，外管一方面起到调节占空比的作用；另一方面，在不考虑死区的条件下，4个内管占空比保持为50%，可利用线性插值法计算出4个外管不同占空比对应的开关频率，使二者关系满足β=(50%-d1)/(f0-fr)，其中β为斜率。可见，混合调制模式下外管的脉冲占空比在d1和50%之间且随负载大小调整，所有内外管的频率介于f0与谐振频率fr之间。频率与占空比对应关系如图6所示。

图6 开关管频率与占空比关系Fig. 6 Switch frequency and duty-ratio diagram

2.2 数字化实现

控制数字化已成为当前高频电源技术的发展趋势之一。在变频模式下，主电路增益是关于开关管频率fs的函数。当反馈量小于给定量时，通过误差比较，控制器输出量映射至开关管频率，通过减小开关管频率以提高电路增益。同理，当反馈量大于给定量时，通过误差比较后输出至控制器运算，以提高谐振电路开关频率，从而降低电路增益。图7示出变频控制模式原理，图中s表示对应的s域，Uref为目标电压值。

图7 变频模式控制示意图Fig. 7 Schematic diagram of frequency modulation mode

在调宽模式中，主电路的内管驱动占空比为50%（不考虑死区时间），外管驱动正占空比越大，则输出电压增益越大，即调宽模式时，电压增益是关于外管正占空比ds的函数。与上述调频模式类似，当反馈量低于给定量时，增大外管占空比以提升输出增益。反之，当反馈量高于给定量时，减小外管调宽占空比以降低输出增益。调宽模式模型与变频调节模式相似，其原理如图8所示。

图8 调宽模型控制示意图Fig. 8 Width modulation mode control diagram

综合LLC变频控制模式与调宽模式，通过一个模式控制选择器，可得混合调制模型（图9）。

图9 混合调制控制模型Fig. 9 Hybrid modulation control model

3 实验验证

为了验证本文所提混合控制策略的可行性，本文设计了一种输入电压范围为650～830 V、输出电压范围为200～500 V、输出功率为20 kW的直流电源模块。实验对比了不同电压输出时逆变管和整流管的开关电压和电流波形以及加载和卸载时的开关电压和电流波形。

图10示出500 V输出轻载混合调制模式及250 V满载调频模式时LLC变换器输出波形：逆变桥臂输出电压Uab（CH2），输出整流二极管两端电压（CH1）及输出整流二极管电流（CH4）。可以看出，混合模式和调频模式下，LLC变换器输出波形量化，且整流二极管实现了ZCS（零电流关断），其电压应力高电平为输出电压幅值。

图10 轻载和满载时整流管ZCS波形Fig. 10 Rectifier diode ZCS waveforms in the condition of light load and full load

图11示出输出轻载混合调制模式及输出满载调频模式时LLC变换器输出波形：外管Q1的Vds（CH2）、ids（CH3）以及谐振电路电流ip（CH4）。可以看出，轻载下的混合模式和满载下的调频模式，外管Q1均可实现ZVS（零电压开通）。

图11 轻载和满载时外管ZVS波形Fig. 11 ZVS waveforms of the outer power switches in the condition of light and full loads

图12示出250 V输出轻载混合调制模式及250 V输出满载调频模式时LLC变换器输出波形：内管Q2的Vds（CH2）、ids（CH3）以及谐振电流ip（CH4）。可以看出，轻载下的混合模式和满载下的调频模式，内管Q2均可实现ZVS。

图12 轻载和满载时内管ZVS波形Fig. 12 ZVS waveforms of the inner power switches in the condition of light load and full load

图13示出500 V输出轻载混合调制模式与满载调频模式之间相互切换时LLC变换器输出波形：输出电压（CH2）、输出电流（CH3）及开关管Vds（CH1）。由负载大小变化时两种调制模式切换过程中波形变化情况可以看出，其输出动态调整速度快，超调电压小，表明其可靠性高。

图13 切载动态输出电压、电流波形Fig. 13 Dynamic output voltage and current waveforms

综上所知，逆变内管和外管在轻载和满载时，漏源电压Vds在开通之前已经降为0，实现了零电压开通；整流二极管在关断前其电流ids也降为0，实现了零电流关断。同时，动态加载及卸载时输出电压超调小，调节速度快。

4 结语

本文详细介绍了全桥LLC三电平谐振变换器的工作原理及工作特性；结合变频调制模式和调宽调制模式特点，提出一种混合调制策略，并给出了具体的数字实现方式；最后通过试验样机验证了混合调制策略在不同负载、不同输入电压及动态负载变化中的可靠性及稳定性。该混合调制策略具备以下特点：

（1）可根据输入输出特性切换调制模式；

（2）一定程度提高了轻载下电压增益；

（3）逆变管和整流二极管软开关特性较好，电压应力小；

（4）动态调节快，可靠性高。

后续将针对混合调制时的外管占空比、开关频率与整机效率关系做进一步的研究，利用小信号数学模型，以优化输出函数，实现最优的参数匹配，进一步提升整机性能。