一种高载频的双频相位编码信号产生方法

苏红艳，王 可

(1.江苏电子信息职业学院 计算机与通信学院,江苏 淮安 223003；2.南京航空航天大学 电子信息工程学院,江苏 南京 210016)

0 引言

随着雷达观测场景的日趋复杂，雷达系统对信号载频和带宽的要求越来越高。雷达信号一般是通过电学方法产生的，如直接数字频率合成器等，但是由于电子瓶颈的存在，产生的信号面临低载频、小带宽和调制速率低的问题[1]。为了克服这一困难，光生雷达信号被广泛地研究，赋予新体制雷达高载频、大带宽、宽调谐范围和抗电磁干扰的优势[2-3]。

在雷达信号中，相位编码信号具有很好的脉冲压缩性能，可以克服常规雷达测距和测速矛盾的问题。现阶段，光学方法产生高载频大调制速率的相位编码信号已经成为热点问题[4]。首先，超短光脉冲整形技术可以用来产生相位编码信号。在文献[5]中，空间光调制器(SLM)用来作为光频谱整形器，整形光脉冲被注入到色散器件完成频时映射，拍频后产生了高载频相位编码信号。SLM虽然提供了好的调谐性，但色散器件的使用导致了系统笨重和高耗损。在文献[6-7]中，2束受RF信号调制相干光脉冲通过迈克尔逊或马赫增德尔干涉仪分开，并引入相反相位调制，经过光电转换后，可以产生大时宽相位编码信号。但空间分离结构使得这些方案面临低稳定性和环境敏感问题，且不易于集成。为了解决这一问题，基于偏振调制器的相位编码方案被提出。偏振调制器是一个特殊的调制器，支持在2个偏振方向上完成相反的相位调制[8]。基于偏振调制器的方案虽然提高了系统的稳定性，但缺乏倍频操作，难以产生高载频相位编码信号。为了提高信号的载频，基于集成调制器的方案被广泛研究，如双偏振马赫增德尔调制器(DP-BPSKM)和双偏振双平行马赫增德尔调制器(DP-DPMZM)等[9-10]。在这些研究中，RF信号调制产生可调谐光边带，基带信号调制引入光载波相移，最终拍频产生倍频系数可调的相位编码信号，具有很好的稳定性，和高频信号产生性能。

另一方面，多边雷达系统由于采用多个载波频率信号，可以有效探测目标的不同频带反射特性，观测到目标更多更精确的信息，具有很好的探测性能和反隐身性能[11]。锁模激光器可以用来产生多载频相位编码信号，信号载频可通过MLL调谐[12]。但MLL导致了系统高成本问题，不易于广泛使用。基于光频梳和偏振调制的方法也可以产生多载频相位编码信号，但产生的多载频信号通过一个PD输出，后续需要多个带通滤波器完成不同载频信号的分离，多个带通滤波器的使用限制信号的稳定性和系统调谐性[13-14]。

本文采用DP-DPMZM和偏振选择方案实现双频相位编码信号的产生。设置马赫增德尔调制器(MZM)工作在最大传输点产生偶数阶边带，通过基带调制MZM产生相移光载波，偏振耦合后45°和135°检偏，即可在2个输出端获得载波4倍频和2倍频相位编码信号；通过设置MZM工作在最小传输点产生奇数阶边带，通过基带调制MZM产生相移光载波，偏振耦合检偏，即可在2个输出端获得载波3倍频和基频的相位编码信号。方案中，相位编码信号载频可通过射频调谐，信号调制速率可通过基带调谐。由于基带信号直接调制MZM的射频输入端，所提方案可以产生调制速率Gb/s量级的相位编码信号。方案可以输出载频系数可调谐的相位编码信号，且2路信号具有很好的相位相干性，可以应用在脉冲压缩雷达和MIMO雷达系统。

1 基于微波光子技术的双频相位编码信号产生原理

基于微波光子的双频相位编码信号产生原理示意如图1所示。

图1 双频相位编码信号产生示意Fig.1 Schematic diagram of the proposed dual-band phase code signal generator

系统由激光器、DP-DPMZM、偏振检偏器(Pol)和光电探测器(PD)组成。DP-DPMZM是一个集成调制器，包含2个双平行马赫增德尔调制器(DMMZM)、90°偏振旋转器(PR)和偏振合束器(PBC)[15]。方案中，光源产生线偏振光，通过PC注入DP-DPMZM，其中子调制器1和3受微波驱动，子调制器2受基带驱动，子调制器4无微波驱动，仅受直流调制产生相移载波。通过合理的设置DP-DPMZM的调制系数和直流偏置电压，所提方案可以产生倍频系数可调的双频相位编码信号。

1.1 产生载波4倍频和2倍频相位编码信号

光源产生线偏振光E0(t)=E0exp(jωct)注入DPMZM1进行调制。设置DPMZM1的子调制器MZM1工作在最大传输点，子调制器MZM2为最小传输点，主调制器为最大传输点，此时，DPMZM1的输出光信号可以表示为：

(1)

式中，m1为MZM1的调制系数；α为基带信号调制系数；s(t)为基带信号归一化波形；Jn(·)为n阶第1类贝塞尔函数。调整射频信号功率使J0(m1)=0，而抑制输出光信号的载波，忽略4阶以上边带，式(1)可以被简化为：

(2)

可以看出，DPMZM输出偶数阶边带。

载波4倍频和2倍频相位编码信号产生原理如图2所示。载波处为由基带信号调制的扩展频谱，DP-DPMZM上臂输出光谱如图2(a)所示;DP-DPMZM下臂输出光谱如图2(b)所示;检偏器方向如图2(c)所示;检偏器1输出光谱如图2(d)所示;检偏器2输出光谱如图2(e)所示;光电探测器1输出如图2(f)所示;光电探测器2输出如图2(g)所示。

图2 载波4倍频和2倍频相位编码信号产生原理Fig.2 Principle of frequency-quadrupling and frequency doubling phase code signal generation

在DPMZM2中，MZM3工作在最大传输点并受微波调制，相对于MZM1调制信号幅度相同，而相位相差90°，MZM4工作在最小传输点，主调制器工作在最小传输点，此时DPMZM2的输出光信号为：

(3)

式中，载波通过J0(m1)=0抑制，忽略高阶边带，式(3)可以简化为：

Ebot(t)=E0(t)[2J2(m1)cos(2ωt)+2J4(m1)cos(4ωt)]。

(4)

可以看出，DPMZM2输出光信号载波得到了抑制，由±2阶和±4阶边带组成，如图2(b)所示。

2路DPMZM光信号通过PBC进行偏振耦合产生偏振正交光信号，如图2(c)所示，在2个偏振方向上，都存在偶数阶边带，但拥有不同的相位关系。DP-DPMZM输出的偏振正交光信号，通过不同的检偏器，即可分别产生2倍频和4倍频的相位编码信号。

当Pol1实现45°检波时，输出光信号为：

Epol1(t)∝E0(t)[2sin[βs(t)]+4J4(m1)cos(4ωt)]。

(5)

此时，二阶边带得到了抑制，得到了4阶双波长光信号，如图2(d)所示。检偏光信号通过PD1完成平方律检波，拍频电流为：

(6)

式中，η为PD的响应度;*为共轭运算。可以看出，PD1输出电信号包含直流项、基带项、8倍频项和4倍频相位编码项，其中直流和基带由于天线辐射带宽而滤除，高频信号由于PD频率响应范围而滤除。此时PD1产生了载波4倍频相位编码信号，如图2(f)所示。

当Pol2实现135°检波，输出光信号可以表示为：

Epol2(t)∝E0(t)[2sin[βs(t)]-4J2(m1)cos(2ωt)]。

(7)

Pol2仅输出2阶边带和基带调制边带，如图2(g)所示。PD2拍频电流可以表示为：

(8)

因此，当进行45°和135°检波时，所提方案可以分别产生载波4倍频和2倍频的相位编码信号。合理设置DP-DPMZM子调制器工作在其他传输点，载波3倍频和基频相位编码信号同样可以通过本文方案产生。

1.2 产生载波3倍频和基频相位编码信号

在DPMZM1中，设置子调制器MZM1和MZM2工作在最小传输点，主调制器工作在最大传输点，此时DPMZM1输出光信号为：

E0(t)[2sin[βs(t)]-2J1(m2)cos(ωt)+2J3(m2)cos(3ωt)],

(9)

式中，m2为MZM1的调制系数，式(9)忽略了三阶以上边带。可以看出，DPMZM1输出光信号中包含±1阶和±3射频调制边带，和基带调制边带，DP-DPMZM上臂输出光谱如图3(a)所示;DP-DPMZM下臂输出光谱如图3(b)所示;检偏器方向如图3(c)所示;检偏器1输出光谱如图3(d)所示;检偏器2输出光谱如图3(e)所示;光电探测器1输出如图3(f)所示;光电探测器2输出如图3(g)所示。

图3 载波4倍频和2倍频相位编码信号产生原理Fig.3 Principle of frequency-quadrupling and frequency doubling phase code signal generation

在DPMZM2中，设置子调制器MZM1、MZM2和主调制器MZM都工作在最小传输点，此时DPMZM2的输出光信号为：

E0(t)[-2J1(m3)cos(ωt)+2J3(m3)cos(3ωt)] ，

(10)

式中包含±1阶和±3射频调制边带，如图3(b)所示。

2路DPMZM光信号通过PBC进行偏振耦合，如图3(c)所示，在2个偏振方向都存在奇数阶边带，但幅度不同。

在检波时，Pol1检波角相对于PBC一个偏振方向为θ1，此时Pol1的输出光信号为：

Epol1(t)=Eup(t)cosθ1+Ebot(t)sinθ1。

(11)

为了抑制Pol1输出光信号的一阶边带，应该满足下述约束条件：

J1(m2)cosθ1+J1(m3)sinθ1=0。

(12)

Pol1输出光信号如图3(d)所示，拍频电流：

i1(t)∝4sin2[βs(t)]cos2θ1+

4[J3(m2)cosθ1+J3(m3)sinθ1]2cos2(3ωt)+

8cosθ1[J3(m2)cosθ1+J3(m3)sinθ1]·

sin[βs(t)]cos(3ωt)，

(13)

可以看出，高频输出口产生了倍频系数为3的相位编码信号。

Pol2检波角相对于PBC一个偏振方向为θ2，此时Pol1的输出光信号为：

Epol1(t)=Eup(t)cosθ2+Ebot(t)sinθ2。

(14)

为了抑制Pol2输出光信号的3阶边带，应该满足下述约束条件：

J3(m2)cosθ2+J3(m3)sinθ2=0。

(15)

Pol2输出光信号如图3(e)所示，拍频电流：

i2(t)∝sin2[βs(t)]cos2θ2+

4[J1(m2)cosθ2+J1(m3)sinθ2]2cos2(ωt)-

4cosθ2[J1(m2)cosθ2+J1(m3)sinθ2]·

sin[βs(t)]cos(ωt)，

(16)

可以看出，在PD2输出电流中，第3项为中心频率ω的相位编码信号，如图3(g)所示。

因此，载波4倍频、2倍频相位编码信号和载波3倍频、基频相位编码信号可通过所提方案实现。产生信号的载频受射频信号调谐，码率受基带信号调谐。方案通过单一调制器实现了倍频系数可调的相位编码信号，且无光滤波器，具有很好的集成特性；高载频和低载频相位编码信号分别从PD1和PD2输出，不需要电流波器，具有很好的调谐性；2种载频信号是通过调制相同光源实现的，具有很好的相位稳定性和相干性。因此，本文方案可以应用在现代通信系统或MIMO雷达系统。

2 仿真与分析

为了验证所提方案，采用OptiSystem和Matlab进行建模分析。在仿真中，光源输出的线偏振光，载频为193.1 THz，功率为15 dBm，线宽为10 MHz；DP-DPMZM的子调制器半波电压为4 V，消光比为30 dB，插入损耗为5 dB；微波信号频率为10 GHz，为了使输入相位编码信号功率最大化，PPG信号调制系数设置为π/2。PD的响应度设置为1 A/W，暗电流为10 nA，噪声为1×10-22W/Hz。

首先在载波4倍频和2倍频相位编码仿真中，2路微波信号调制系数设置在2.405，相位差为90°。PPG产生1 Gb/s的13位巴克码“11111-1-111-11-11”。DPMZM1的输出光谱图如图4所示，主要由±2阶和±4边带构成，载波位置为基带信号调制的扩展频谱边带。

图4 DPMZM1输出光谱Fig.4 Output optical spectrum of DPMZM1

DPMZM2输出光谱图如图5所示，由偶数阶边带组成，且载波得到了有效抑制。由于采用了大的调制系数，六阶边带出现了，电杂散边带抑制比为26 dB，远小于4阶边带；同时由于调制器有限的消光比，载波和±1阶边带不能完全被抑制。

图5 DPMZM2输出光谱Fig.5 Output optical spectrum of DPMZM2

Pol1的45°检波图如图6所示，可以看出±2光边带得到了有效抑制，仅剩下±4光边带和基带调制边带。

图6 Pol1输出光谱Fig.6 Output optical spectrum of Pol1

Pol2的135°检波图如图7所示，可以看出±4阶光边带得到了有效抑制，仅剩下±2阶光边带和基带调制边带。因此，通过偏振选择，可以产生光载波相移信号和±2或±4阶光变带信号。

图7 Pol2输出光谱Fig.7 Output optical spectrum of Pol2

Pol1检偏光信号进行拍频，输出的电谱图、波形图、解调图和自相关结果如图8所示。可以看出,PD输出信号为40 GHz的相位编码信号，载频为输入射频信号的4倍。图8(b)为信号波形，可以看出明显的相位跳变，图8(c)为相干解调结果，与输入码型相符，为“11111-1-111-11-11”。

图8 PD1平方率检波输出结果Fig.8 Output of PD1 square-law detection

同样，在图9中，产生信号为20 GHz相位编码信号，载频为输入射频信号的2倍，为40 GHz，而相干解调结果为“11111-1-111-11-11”，与输出相同。

图9 PD1平方率检波输出结果Fig.9 Output of PD1 square-law detection

PD1和PD2输出的双载频信号，时宽和码率相同，所以表现出相同的自相关结果。PD2输出波形的自相关结果如图10所示，信号的主旁瓣比为11 dB，半高全宽为0.512 ns，对应的脉冲压缩比为25.4。输出信号具有较好的自相关性能，可以用在脉冲压缩雷达中。同时，更好的自相关性能可通过采用更长的伪随机码提高。

图10 PD2输出波形自相关图Fig.10 Auto-correlation of theoutput waveform from PD2

在载波3倍频和基频的相位编码信号产生仿真中，2路微波信号的相位相同，调制系数分别设置为0.9和1.4。DPMZM1输出光谱由±1和±3阶光边带和相移载波组成，DPMZM2由±1和±3阶光边带组成。2个DPMZM输出的光信号通过PBC进行偏振耦合和Pol进行边带选择。根据式(12)和式(13)可知，调制系数为0.9和1.4时，一阶光边带抑制和三阶光边带抑制的检偏角分别为143°和164°。

当设置调制系数0.9和角度为143°时，Pol1的45°输出光谱图如图11所示，可以看出±1光边带得到了有效抑制，仅剩下±3光边带和基带调制边带。

图11 Pol1输出光谱图Fig.11 Output optical spectrum of Pol1

当设置调制系数1.4和角度为164°时，Pol2的164°输出光谱图如图12所示，可以看出±3阶光边带得到了有效抑制，仅剩下±1光边带和基带调制边带。因此，通过偏振选择，可以产生光载波相移信号和±2或±4阶光变带信号。

图12 Pol2输出光谱图Fig.12 Output optical spectrum of the Pol2

上路检偏光信号注入PD完成光电转换，输出结果如图13所示。图13(b)为信号波形，可以看出明显的相位跳变。图13(c)为相干解调结果，与输入码型相符。输出信号为载波30 GHz、调制速度2 Gb/s的相位编码信号。因此，产生载波三倍频的相位编码信号。

图13 PD1平方率检波输出结果Fig.13 Output of PD1 square-law detection

同样，在图14中，下臂产生了信号为10 GHz的相位编码信号，载频等于输入射频信号，而相干解调结果为“11111-1-111-11-11”，与输入相同。

图14 PD2平方率检波输出结果Fig.14 Output of PD2 square-law detection

PD1输出波形的自相关结果如图15所示，信号的主旁瓣比为11.2 dB，半高全宽为0.51 ns，对应的脉冲压缩比为25.5。输出信号具有较好的自相关性能，可以用在脉冲压缩雷达中。

图15 PD1输出波形自相关图Fig.15 Auto-correlation of the output waveform from PD1

因此本文方案同时产生高载频和低载频相位编码信号，且2路信号具有很好的相位相关性，可以应用在双边雷达系统和MIMO雷达。通过设置PM-DPMZM的偏置点和Pol的检偏角，载波4倍频、2倍频和3倍频、基频的相位编码信号可以通过方案产生，充分证明了方案的可重构性和调谐性[16-17]。

3 结束语

针对双频相位编码信号难以产生的问题，提出了基于DP-DPMZM和偏振选择的方案。通过设置DP-DPMZM的直流偏置点分别产生载波抑制偶数阶和奇数阶光边带，设置检偏角实现四阶边带和二阶边带或三阶边带和一阶边带的选择，然后拍频产生载频4倍、2倍频或3倍频、基频的相位编码信号。方案中，采用偏振选择完成相关边带的抑制，无需使用光滤波器；2路光信号分别拍频产生相位编码信号，无需使用电滤波器；方案采用一个集成调制器完成4种倍频系数的相位编码信号，具有很好的可重构性；信号的调制系数和载波可分别通过射频信号和基带信号调制，具有很好的调谐性。仿真中分别产生了调制速率2 Gb/s，载频为40，20 GHz和30，10 GHz的相位编码信号。产生信号具有较好的脉冲压缩性能和相位相关性，可以应用在脉冲压缩雷达和MIMO雷达系统。此外，方案中核心器件为DP-DPMZM，具有6个直流偏置点，可能存在直流偏置点漂移的问题。实际应用中，应增加直流偏置反馈控制环路加以优化。