2.45 GHz微波大功率信号源设计*

王子岳，刘多伟，程 飞，黄卡玛

（四川大学电子信息学院，成都 610065）

1 引言

微波大功率信号源是指可以产生瓦级以上功率的微波信号源，通常工作在2.45 GHz等ISM频段，可以应用于微波医疗、微波炉、消毒灭菌、微波等离子体灯等领域[1-4]。产生大功率微波的来源主要有2种：电真空器件（磁控管、行波管等）和微波固态器件。电真空器件的直流到微波的转换效率较高，输出功率一般可以达到上百瓦，但是具有使用寿命有限、可靠性差、占用体积较大等问题。虽然相较于传统的电真空器件，微波固态功率源的输出功率和效率较低，但随着LDMOS和GaN等技术的日益发展，这些问题都在逐步解决。此外，微波固态功率源使用寿命长、可靠性高、体积小、易于集成[5-7]。为了解决固态器件的单器件输出功率较低的问题，可以利用功率合成技术，使用多个固态器件的并联放置实现高功率输出[7]。

微波大功率信号源的核心器件包括锁相环电路与功率放大器电路。目前锁相环技术很成熟，使用单片机控制能产生高精度、稳定的微波小信号输出。功率放大器在民用通信及军用雷达方面有着巨大的需求，LDMOS、GaN-HFET、MOSFET等放大器发展迅猛，功率与效率均在不断提升。文献[8]利用LDMOS器件，采用三级放大电路，在S波段获得了240 W的功率输出；文献[9]利用不平衡耦合谐振器反馈电路，设计了一款在S波段工作的MOSFET大功率微波源，在2.45 GHz处的输出功率可达203 W；文献[10]利用锁相环和压控衰减器设计了一款频率和功率均可调节的固态微波源，在400～500 MHz频段输出功率范围为-7～36 dBm。

本文提出了一种固态微波源设计方案，该方案采用锁相环芯片作为稳定的频率源输出2.45 GHz的小信号，再经过衰减、放大、滤波等，最后实现了14.0～39.8 dBm的功率输出，且输出功率可以按照0.5 dB的步进进行控制。测试结果表明该固态源具有输出频率稳定、控制方便、谐波抑制度高等优点，能应用于微波加热、无线能量传输、微波等离子体等领域。

2 微波功率源设计

2.1 总体设计

本文提出的大功率微波源的整体框架如图1所示。单片机控制锁相环输出2.45 GHz微波小信号，依次经过衰减器、第一级驱动放大器、数控衰减器、二级驱动放大器、低通滤波器、末级功率放大器，最后得到大功率的微波连续波输出。第一级衰减器的作用是将锁相环与后级电路进行隔离，防止后级电路对锁相环电路产生牵引作用。单片机可对数控衰减器进行控制，实现输出功率0.5 dB的步进控制。

图1 功率源原理

2.2 各模块电路设计

2.2.1频率源电路

相较于压控振荡器等频率源，锁相频率合成器（锁相环）具有频率稳定度较高等优点[10]，因此应用较广泛。锁相环的原理如图2所示，主要由3个模块构成：鉴相器（PD）、环路滤波器（LF）和压控振荡器（VCO）。VCO的输出信号经过N分频器后与参考频率信号共同作为PD的输入，PD的输出电压正比于两输入信号的相位差，经过LF滤除高频分量和噪声后，作为VCO的控制电压输入，该电压使VCO的频率和相位发生变化，直至VCO的输出频率与参考输入频率一致，此时称环路被锁定[11-12]。

图2 锁相环原理

本次设计采用ADF4350作为频率源。ADF4350是由ADI公司推出的一款宽带频率合成器，内部具有一个集成VCO，可输出2.2～4.4 GHz的基波频率，同时可以利用内部分频电路输出低至137.5 MHz的频率。ADF4350使用SPI接口与微控制器通信，在控制过程中需要使用微控制器向ADF4350的6个控制寄存器写入控制字，从而实现对频率源的输出控制。

ADF4350的输出频率计算公式为：

其中，fPFD为鉴相频率，I为整数分频系数，F为小数分频系数，M为模数。鉴相频率的配置由式（2）给出：

其中，fIN为输入基准频率，D为fIN倍频器位，R为RF基准分频系数，T为基准2分频位（0或1）。

在设计中，使用25 MHz温补晶振作为输入基准频率，即fIN=25 MHz。取fPFD=fIN=25 MHz，则D=T=0，R=1。根据设计要求，需要输出2.45 GHz的频率信号。由于2.45 GHz在2.2～4.4 GHz的基频范围中，因此不需要使用RF分频器，取M=2，I=98，F=0，根据式(1)可以计算出fOUT=2.45 GHz。环路滤波器为低通滤波器，对整个环路的参数调整起到关键作用。本次设计中使用三阶无源滤波器，其电路如图3所示。ADF4350共有4个输出端口，即VCO输出、互补VCO输出、辅助VCO输出和互补辅助VCO输出。在本次设计中，使用互补VCO输出，并关闭辅助输出，输出功率设置为-4 dBm。

图3 环路滤波器原理

2.2.2第一级驱动放大器

微波信号由频率源产生后，首先经过第一级驱动放大器。第一级驱动放大器采用安华高公司的增强型高电子迁移率晶体管ATF55143，其工作频率范围为450 MHz～6 GHz，在2 GHz时具有低至0.6 dB@2.7 V、10 mA的噪声系数和17.7 dB@2.7 V、10 mA的增益。

本文使用ADS对第一级驱动放大器进行仿真设计，电路原理如图4所示。本设计选择漏极电压Vds=2.7 V、漏极电流Ids=10 mA作为低噪声放大器的静态工作点，电路采用5 V单电源供电。使用ADS的StabFact控件进行稳定性分析，放大器稳定系数大于1，避免了自激。放大器输入输出端分别采用15 pF和10 pF的电容进行阻抗匹配和隔直。

图4 第一级驱动放大器电路原理

图5是对第一级驱动放大器S参数和输出功率仿真结果。在2.45 GHz处，放大器的增益达到17.38 dB，S11低于-20 dB，输入功率为0 dBm时，输出功率被压缩但仍可达到15 dBm。

图5 第一级驱动放大器仿真结果

2.2.3数控衰减器电路

本文采用Peregrine公司的数控衰减器芯片PE4302进行输出功率的控制，数控衰减器电路原理如图6所示。该电路工作频段为DC至4 GHz，具有6位控制字，可以实现0.5～31.5 dB的步进衰减，步进值为0.5 dB，通过SPI接口对功率衰减值进行控制，可以满足本文设计的微波功率源的幅度控制要求。

图6 数控衰减器电路原理

2.2.4第二级驱动放大器

第一级驱动放大器的输出功率不足以驱动末级功率放大器，因此放大链路采用了第二级驱动放大器。第二级驱动放大器使用Qorvo公司的放大器芯片TQP3M9028，该芯片在2.45 GHz的增益大约为14.4 dB，输出1 dB压缩点为19.8 dBm。该芯片为内匹配，只需要增加直流偏置电路及100 pF的隔直电容即可工作，偏置电压为5 V，其电路原理如图7所示。

图7 第二级驱动放大器原理

2.2.5低通滤波器电路

由于锁相环及放大器会产生高次谐波，因此本文采用广义切比雪夫低通滤波器对这些高次谐波进行滤除。与切比雪夫低通滤波器相比，广义切比雪夫低通滤波器在带外有更多的零点，能实现更好的带外抑制特性[13]。由于信号源输出的微波信号频率为2.45 GHz，谐波为4.9 GHz和7.35 GHz，因此将低通滤波器的截止频率设定为3.6 GHz，且在4.9 GHz和7.35 GHz处的抑制大于40 dB。图8是本文设计的11阶广义切比雪夫低通滤波器的集总参数等效电路，其中，L1=0.2032 nH，L2=3.209 nH，L3=2.325 nH，L4=1.707 nH，L5=2.34 nH，L6=1.633 nH，C1=0.4039 pF，C2=0.8099 pF，C3=0.8467 pF。

将图8中的集总参数电容与电感用实际微带线进行替换。低通滤波器使用FR4基片，厚度为0.6 mm，相对介电常数为4.6，损耗角正切为0.02。电感由高阻抗微带线实现，其物理长度lL由式（3）决定[14]：

图8 11阶广义切比雪夫低通滤波器

其中，ωC是截止频率，L是电感大小，βL和Z0L分别是高阻抗微带线的相位常数和特性阻抗。电容由平板电容实现，其计算公式为

其中，S为平板面积，ε为相对介电常数，k为静电力常量，d为两板之间的距离，C是电容大小。经过以上从集总参数到微带线的变换，再经过优化，最终得到的低通滤波器电路版图如图9所示。

图9 低通滤波器电路版图（单位：mm）

集总参数低通滤波器模型和分布参数低通滤波器仿真结果如图10所示。从仿真结果可以看出，滤波器在2.45 GHz时的插入损耗为0.7 dB，回波损耗优于30 dB，在4.9 GHz和7.35 GHz时的抑制大于50 dB，满足设计要求。

图10 低通滤波器仿真结果

2.2.6功率放大器设计

末级功率放大器采用NXP公司的LDMOS放大器芯片MHT2012N。使用ADS对MHT2012N进行电路设计与仿真。在设计中，使用Rogers RO4350基板，厚度为0.508 mm，相对介电常数为3.66，损耗角正切为0.004。由直流特性仿真和数据手册确定功率放大器的静态工作点为栅极电压VGSQ1=VGSQ2=5 V，漏极电压VDSQ1=VDSQ2=28 V。加入偏置电路后，进行稳定性分析，放大器稳定因子（StabFact）大于1，满足绝对稳定条件。之后，对放大器的输入输出端进行匹配，输入端的源阻抗为（47.3-j30.9）Ω，输出端的负载阻抗为（7.06-j3.92）Ω。输入端通过一截较宽的微带线进行匹配，输出端由电容构成的Π型阻抗匹配网络进行匹配。经过仿真调试之后，功率放大器最终的电路原理如图11（a）所示，加工的实物图如图11（b）所示。功放的输出功率曲线和功率附加效率曲线如图12所示。可以看出，功率放大器的增益为25 dB，最大输出功率为39.8 dBm，输出功率1 dB压缩点为39.2 dBm，输入功率为15.5 dBm时，最大功率附加效率为42.3%。

图11 功率放大器电路原理图与实物图

图12 功率放大器测试结果

3 整机性能计算与测试

图1给出了各器件的增益及输出功率，其中，频率源的输出功率为-4 dBm，后级的衰减器、第一级驱动放大器、数控衰减器、二级驱动放大器、低通滤波器、末级功率放大器的增益依次为-10 dB、17.5 dB、-31.5～0 dB、14.5 dB、-0.7 dB、25 dB。通过计算，不考虑连接各器件的微带线及同轴线损耗的情况下，理论上可以得到10.8～42.3 dBm的输出功率。

整机电路实物如图13所示。信号源电路采用28 V直流电供电，通过28 V转5 V的DC-DC电路为放大器供电，5 V直流电转3.3 V的稳压芯片为锁相环芯片及衰减器供电。信号源电路通过排针与单片机进行互连。信号源电路与功率放大器之间通过同轴线互连构成整机。功放的栅极由28 V转5 V的DC-DC电路供电。最终，整个模块由28 V的单电源供电。

图13 电路实物

整机的测试框图如图14所示。频谱仪型号为Rohde&Schwarz FSV40。整机通过触摸屏对频率、输出功率和信号通断进行控制。测试时，首先将频率设置为2.45 GHz，然后以0.5 dB的步进值在0～31.5 dB范围内调节数控衰减器的衰减值，可以得到如图15所示的输出功率曲线。由图15可以看出，功率源的线性度良好，整个微波源的功率输出范围为14.0～39.8 dBm。与计算结果相比，整机输出功率偏低了2.5 dBm，原因是末级功率放大器达到了饱和，虽然输入功率增加了，但是输出功率基本没有变化。此外，还测试了本文设计的功率源的谐波。将频谱仪的频率范围设置为1～8 GHz，输出功率设置为39.8 dBm，在4.9 GHz和7.35 GHz处的谐波抑制均大于50 dB，实现了较高的谐波抑制度。

图14 整体测试框图

图15 功率源输出功率测试结果

4 总结

研制了一种工作在2.45 GHz、最大可输出39.8 dBm功率的微波大功率信号源。输出功率可通过数控衰减器以0.5 dB的步进进行控制。由于采用了锁相环技术，该信号源输出频率稳定。设计了相应的控制程序，通过触摸屏操作，其控制非常方便。信号源中还引入了广义切比雪夫低通滤波器，对谐波实现了很好的抑制。该大功率微波信号源在微波加热、无线能量传输、微波等离子体等领域具有广阔的应用前景。