一种多模态准谐振DC/DC变换器

凌跃胜，酉家伟，田 锐，徐 海

(1.河北工业大学电气工程学院省部共建电工装备可靠性与智能化国家重点实验室，天津 300130；2.河北工业大学电气工程学院河北省电磁场与电器可靠性重点实验室，天津 300130)

反激变换器结构简单，成本低，易于控制，且能够实现电气隔离，在小功率场合得到广泛应用。传统反激变换器常用恒频PWM 控制，开关方式为硬开关，开关频率恒定，难以在负载大范围变化时保持高效率。准谐振模态在开关管端电压最小处使开关管导通，重载时能够保持较高效率，但开关频率随负载减小而上升，轻载时效率较低[1-4]；固定导通时间模态开关频率随负载减小而减小，在轻载时效率较高，但在重载时开关管工作频率过高，开关损耗大[5-6]；单一工作模态只能在某一负载范围内具有较高效率，难以适应负载剧烈变化。为使变换器在负载大范围变化时仍能保持较高效率，本文提出一种多模态准谐振DC/DC 变换器，在不增加主电路元件情况下，变换器工作模态随负载变化而变化。当负载由满载减小至空载时，变换器工作模态依次经历准谐振模态、断续模态、固定导通时间模态以及burst 模态。本文对多模态准谐振DC/DC 变换器工作原理以及不同工作模态进行分析，给出了变换器模态切换控制策略。试制一台原理样机，通过实验验证了多模态准谐振DC/DC 变换器的可行性。

1 变换器工作原理

1.1 变换器主电路

变换器主电路如图1 所示，电路主拓扑为反激结构。图2为电路工作状态图。

图1 变换器主电路

图2 电路工作状态图

t0～t1时段，开关管S1导通。输入电源uin、励磁电感Lm、开关管S1构成回路，输入电源uin对励磁电感Lm进行充电。开关管端电压为0。输出电容Co对负载RL进行供电。

t1～t2时段，开关管S1关断，一次侧电感能量传递至二次侧，副边二极管Ds导通，副边导通，副边线圈对电容Co充电，并为负载供电。副边电流isec下降。

t2～t3时段，t2时刻副边电流isec下降为0，开关管输出电容Coss与变压器励磁电感Lm之间产生谐振，由于电路中元件并非理想元件，谐振经过一段时间后最终趋于稳定。

1.2 多模态工作分析

前文分析了变换器的工作原理，不同模态下变换器工作过程相似。图3 为不同模态下波形图。图中(a)、(b)、(c)分别对应准谐振模态、断续模态以及固定导通时间模态。utri为开关管触发脉冲，uds为开关管端电压。

图3 多模态波形图

准谐振模态：系统重载时，变换器工作于准谐振模态，准谐振模态波形图如图3(a)所示。当二次侧电流isec下降为0后，一次侧变压器电感(主要为变压器主电感Lm)与开关管输出电容Coss之间发生谐振。

谐振频率为：

以t2时刻为起点，开关管两端电压为：

式中：uin为输入电压；n为变压器变比；α为衰减系数。

开关管端电压随时间变化而改变，当谐振经过半个周期后电压到达波谷位置，开关管端电压为：

开关管端电压由t2时刻的uin+nuo下降为uin-nuo，开关管端电压明显下降，控制开关管在此时开通，开关损耗将大大减小，变换器效率得到明显提升。

开关管开关周期为：

式中：T1为变压器磁化时间；T2为变压器去磁时间；T3为变压器主电感与开关管输出电容的谐振时间。

准谐振模态时，当负载减小时，变压器磁化时间T1与去磁时间T2减小，变压器主电感与开关管输出电容之间谐振周期不变，与此对应的T3不变，因此在准谐振模态下开关频率随负载减小而增大。

断续模态：随着负载不断减小，变换器由准谐振模态进入断续模态，断续模态下波形图如图3(b)所示，开关管仍旧在谷底位置开通。此时变换器开关频率恒定，占空比随负载减小而减小，通过改变占空比来调节输出电压。

固定导通时间模态：断续模态之后随着负载继续减小，变换器进入固定导通时间模态，固定导通时间模态波形如图3(c)所示，开关管在谷底位置开通，此时开关管开关频率随负载减小而减小，导通时间固定，通过改变开关频率来调节输出电压。

Burst 模态：变换器在负载很轻或者空载时，变换器工作于Burst 模态，此时开关管工作时开关频率固定在最小频率fmin，开关管长期处于关断状态，开关损耗大大减小。

在多模态准谐振变换器设计过程中，变压器电感的设计直接关系到变换器的整体性能[7]。首先计算变压器一次侧电流峰值：

式中：Pout为输出功率；uinmin为输入电压最小值；Dmax为最大占空比；η为变换器效率。

变压器主电感为：

式中：tonmax为最大导通时间。

开关损耗主要有两部分构成[8]：一是开关过程中电压电流重叠造成的交叉损耗PS1；二是开关容性损耗PS2。

式中：I为交叉点电流值；fsw为开关频率。由上式可得两类开关损耗均与开关管端电压和开关频率有关。

变换器由于具有多种工作模态，重载时，在准谐振模态下在开关管端电压处于谷底时开通开关管，减小开关管端电压uds，减小开关损耗，轻载时通过降低开关频率，减小开关损耗。因此多模态准谐振DC/DC 变换器较传统PWM 变换器能够有效减小开关损耗。

2 控制策略

变换器各种模态之间的切换取决于负载大小，负载大小体现在输出电压。当负载变大时，输出电压降低；当负载减小时，输出电压升高。负载的大小转化为输出电压大小，输出电压的微小变化经放大后控制模态切换。变换器控制回路如图4 所示。

图4 变换器控制回路示意图

变换器采用电压电流双闭环控制并辅助谷底检测。电压电流双闭环控制开关管的关断，谷底检测部分控制开关管的开通。通过辅助绕组检测到开关管端电压的谷底位置，并控制开关管在此位置开通，以减小开关损耗。电流iS1为流过开关管的电流，Vo为输出电压。输出电压与参考电压进行比较后经过PI 环节得到电流参考值。开关管电流iS1与参考电流比较后得到复位信号。当开关管电流iS1大于电压环确定的参考电流时关断开关管。

当负载变大，输出电压下降时，由电压外环确定的参考电流增大，开关管导通时间增加，关断时间减小，输入能量增加，使得输出电压回升；当负载减小，输出电压增大，由电压外环确定的参考电流减小，开关管导通时间减小，关断时间增大，输入能量减小，使输出电压减小。

准谐振模态：该模态下开关管开关频率随负载减小而升高，由电压外环确定的参考电流随输出电压的变化而变化，参考电流不固定。

断续模态：该模态为准谐振和固定导通时间模态之间的过渡状态，当负载减小，变换器由准谐振模态向断续模态过渡时，开关频率不断上升，进入断续模态后开关频率固定为fmax，通过调节占空比来调节输出电压。

固定导通时间模态：随着负载不断减小，输出电压变大，当进入固定导通时间模态后，由电压外环整定的参考电流被限幅环节固定，不随输出电压的增大而变化，因此开关管导通时间恒定，此时电压外环主要负责改变频率，当负载变化时通过调节开关管的开关频率来调节输出电压，开关频率随负载减小而降低，最终下降至最小开关频率fmin。

Burst 模态：该模态下参考电流仍旧为固定值，输出电压采用滞环控制，变换器间断性工作。当输出电压过低时，变换器工作，此时开关频率固定为fmin，工作一段时间后输出电压升高超过阈值变换器停止工作，开关管保持关断状态，关断状态甚至长达数分钟。由此避免了传统恒频PWM 反激电源在空载时，开关管仍旧以固定频率开断造成开关损耗，以及RCD 不断充放电使效率降低。

3 实验验证

为验证理论的正确性，试制一台24 V/2 A 的原理样机，输入电压为200 V，反激变换器励磁电感为Lm为1.2 mH，磁芯选用PC95 材质，匝比为4.5/1，开关管选用IPP60R074C6，电容C1和输出滤波电容C0分别为20和10 μF。

图5 为多模态准谐振DC/DC 变换器开关管端电压波形图及输出电压波形。输出电压均稳定在24 V 左右。图5(a)为变换器工作在准谐振模态时开关管端电压波形，开关管在第一个谷底处开通，多模态准谐振DC/DC 变换器处于准谐振模态，开关频率为50 kHz。图5(b)为变换器工作在断续状态下开关管波形图，开关管在第二个谷底处开通，开关频率为100 kHz。图5(c)为变换器工作在固定导通时间模态时开关管端电压波形，开关管仍旧在谷底处导通，开关频率为70 kHz。图5(d)为变换器在Burst 模态下的开关管端电压波形图，由图可见开关管处于间断工作状态，大部分时间处于关断状态，工作时开关频率为40 kHz，减小了开关损耗。

图5 多模态开关管端电压波形及输出波形

图6 为多模态准谐振DC/DC 变换器效率曲线。图中对比了多模态准谐振DC/DC 变换器与传统PWM 反激变换器的效率。由图可知多模态准谐振DC/DC 变换器主要提高了轻载时的变换效率，在重载范围内由于工作在准谐振模态，变换效率也有所提高。

图6 效率对比曲线

4 结论

为解决反激电源在负荷大范围变化时变换器效率低的问题，提出一种多模态准谐振DC/DC 变换器，通过引入多种工作模态，根据负载的变化切换工作模态，负载由满载到空载，变换器依次工作在准谐振模态、断续模态、固定导通时间模态以及Burst 模态，使得变换器在不同负载条件下均能获得比较高的转换效率。对多模态准谐振DC/DC变换器的工作原理、控制方法进行介绍，最后试制实验样机。实验表明变换器能够随负载变化工作在不同工作模态，开关管能够在谷底位置处开通，通过在重载时降低开关管两端电压以及轻载时降低开关频率来减小开关损耗，使得变换器在轻载时效率得到明显提升，验证了多模态准谐振DC/DC变换器的可行性。