航天服浪涌抑制电路设计和应用研究

姚丽坤，姚 飞，付宗宝，田长盛，李 冰

(中国航天员科研训练中心，北京 100094)

0 引言

航天服一次供电采用28 V直流供电，有两路独立的供电电源，为防止后端负载短路造成整个电源短路，供电电源采取了过流保护措施[1]。两路电源切换由航天员在轨操作手动控制开关实现，为减小航天员在轨着服加压操作难度，同时考虑电子产品技术成熟性，对不影响航天员生命安全的传感器、数据处理机、显示器等用电设备，不设置单独的供电开关，而是由总电源开关进行设备加、断电控制。这样总电源初始加电前，后端负载处于断电不工作状态，而两路总电源启动后，由一路切换至另一路时，后端负载处于加电工作状态，即航天服的供电工况包括电源初始加电和电源带载切换加电两种工作模式。

由于航天服供电系统复杂，用电设备多，各单机设备并不是纯阻性负载，而表现为容性、感性负载，特别是为了有效抑制干扰，各用电设备在设计时采用输入端接有滤波电容的DC-DC电源模块，以提高设备在干扰环境下工作的可靠性[2]。由于DC-DC电源的使用，在加电的瞬间，会在其供电母线上产生一个很大的电流，这就是我们通常所说的浪涌电流。浪涌电流产生的原因是由于DC-DC电源模块前端使用的容性器件，使供电负载往往呈现容性特性，当此类电路接入供电母线中时，由于滤波电容处于尚未充电的初始状态，供电电源接通的瞬间母线上便会产生较大的浪涌电流值[3]。浪涌电流的产生不仅给设备中元器件带来很大的瞬时应力，有可能造成元器件受损，使电路失效[4]，还可能超过电源母线的过流保护阈值，使电源不工作，导致挂在母线上的用电设备断电停止工作。因此，对航天服输入电流浪涌进行抑制来保护供电系统的安全，是十分必要的[5]。使用最为普遍的浪涌电流抑制方法是在电路中插入适当的线性阻抗来抑制开机浪涌电流，该方法适用于使用温度环境要求不高的小功率电源的场合[6]。而航天服使用环境复杂，供电系统可靠性求高，传统方法的局限性决定了其在航天型号电源中必将被新的浪涌抑制方式所取代[7]。基于MOS管具有完全导通时的通态电阻只有几十毫欧，MOS管通断易于控制，开关速度快等特点[8]，航天服一次供电母线采用MOS开关管浪涌抑制方案来抑制电源启动瞬间大电流的产生，从而保护电源和用电设备的安全。

根据航天服的供电模式，初始加电时，一路电源接通，经过流保护电路后，通过总的浪涌抑制电路，输出至各设备滤波电路和DC/DC变换模块，提供设备供电；带载切换加电时，另一路电源接通，经过流保护电路后，仍通过总的浪涌抑制电路，输出至各设备滤波电路和DC/DC变换模块，给设备供电。在两种工作模式下，对原设计的浪涌抑制电路进行测试，发现初始加电时，原浪涌抑制电路正常工作，可将启动瞬间供电母线上的电流限制在允许范围内，后端负载平稳加电；而电源切换加电时，供电母线上却产生了较大的浪涌电流，浪涌抑制电路没能起作用，导致供电母线过流保护，挂在母线上的所有用电设备断电停止工作。本文针对该现象，详细分析了浪涌抑制电路的工作原理，提出了一种可行的浪涌电流抑制方法，改进了浪涌抑制电路，并通过仿真分析和实验测试，对改进电路的浪涌抑制效果进行了验证。

1 原浪涌抑制电路原理

航天服供电系统要求，满载情况下供电母线上的浪涌电流峰值不大于3 A，最初设计的浪涌抑制电路如图1所示，由MOS开关管V2、电阻R1、电阻R2、电容C1、电容C2组成的延时网络以及稳压二极管V1组成。MOS开关管V2串联在28 V供电正线上，其栅极电压受专门设计的RC网络控制，当初始加电时，母线通过R1、R2向电容C1、C2充电，由于电容C1、C2两端电压缓慢升高，开始时MOS管栅极电压低于导通阈值，漏源截止，随着电容C1、C2逐渐充电，MOS管栅源电压逐渐升高，漏极与源极阻抗逐渐降低，达到阈值电平，V2导通，完成对电路后端电容(包括滤波电容以及容性负载电容)的恒流充电，从而使MOS开关管起到浪涌电流抑制作用[9]。稳压二极管V1保护MOS管栅源电压在安全范围内，防止高压击穿损坏。电路中V1选用ZW61稳压二极管，正常工作电压13～14 V，各阻容参数的选取如图1所示。通过测试证明这种MOS管开关电路对容性负载有很强的适应能力，适当延长开通时间，能够很好地抑制电容充电瞬间所产生的浪涌电流[10]。该电路外围器件只有少数电阻电容，在实现抑制功能的同时，具有功耗低、电路易于实现、控制电路简单、可靠性高等特点。

图1 航天服浪涌抑制电路

2 存在问题

2.1 电源初始加电时浪涌抑制功能测试

接实际负载对图1电路抑制效果进行测试，初始加电时启动电流波形如图2所示，由图可知，启动电流峰值2.7 A，满足不大于3 A的要求。

图2 初始加电时浪涌电流波形

2.2 电源带载切换时浪涌抑制功能测试

通过开关切换至另一路电源工作时，启动电流波形如图3所示，峰值达11.3 A，远大于3 A，超过供电母线过流保护阈值，导致电源过流保护，负载断电停止工作。

图3 电源切换时浪涌电流波形

2.3 问题分析

两种工况下，采用同样的浪涌抑制电路，为什么电源带载切换时电路没起作用？分析图1电路，初始加电稳定后MOS管栅极电压Vu可通过下式计算：

Vu=E×R1/(R1+R2)

(1)

式中，E为电源电压。

图1电路中，E为28 V，R1为20 kΩ，R2为36 kΩ。计算可得MOS管栅极电压Vu为10 V。查看图3，电源切换时MOS管栅极电压维持在10 V左右，与计算的稳态工作电压一致，说明此时MOS管处于导通状态，无法控制负载缓慢加电，从而没能起到控制浪涌电流的作用。

进一步分析，电源带载切换过程中，手动开关有2～6 ms的短暂断电过程，在此时间内电容C1端电压从10 V开始放电，放电时间常数τ通过下式计算：

τ=RC

(2)

式中，R为等效电阻，C为等效电容。

电路中R为R1与R2的并联阻值，C为C1、C2的串联电容，计算可得放电时间常数τ约为30 ms。

放电时间t计算公式为：

t=τln(Vu/Vt)

(3)

式中，Vu为电容放电时的初始电压(即MOS管栅极电压)，Vt为任意时刻t电容上的电压。

电路中，τ为30 ms，Vu取10V，t取2～6 ms，计算可得Vt为8.2～9.35 V。即开关切换2～6 ms断电时间内，电容电压从10 V降至8.2～9.35 V，MOS管栅极电压也被钳位在8.2～9.35 V，仍高于其开启电压2～4 V，因此在2～6 ms时间内，MOS无法关断，再次加电时起不到浪涌抑制的作用，导致出现了11.3 A的峰值电流。

3 浪涌抑制电路改进设计

通过上述问题分析，电源切换时要使浪涌抑制电路能够正常起作用，应加快电容电荷泄放速率，使开关转换2～6 ms断电时间内，MOS管栅极电压降低到2 V以下，确保其正常关断。根据公式(2)，加快电容泄放速率，应减小放电时间，也就是减小电阻R和电容C的值。由图1可知，电容充、放电回路相同，充、放电时间常数均由R、C决定，减小R、C的值，可减小放电时间，同时也会减小充电时间，这将影响上电时MOS管漏极电压线性下降的斜率，该斜率决定浪涌电流的最大幅值，为保证上电时浪涌电流峰值不超过3 A，减小放电时间的同时还应保持充电时间基本稳定。

为此应采用不同的充、放电回路，在原浪涌抑制电路基础上，设计专门的MOS管栅极电压快速泄放通道，以达到设计目的。改进后的浪涌抑制电路如图4所示，增加一组电阻R4、R5，并联在原浪涌抑制电路前端，作为放电时电容电荷的专用泄放通道；取消原有的稳压管V1，增加一只隔离二极管V3，将放电电路和充电电路相对隔离。利用二极管的单向导电性，电源加电时使V3正端电压低于负端电压，V3截止，28 V仍通过R1、R2给C1、C2充电，负载缓慢加电，浪涌电流得以抑制；电源切换时，在2～6 ms断电时间内，V3负端电压快速降至0 V，正端电压高于负端电压，V3导通，电容电压通过R1、R2、R4、R5并联网络快速泄放，MOS管迅速恢复至关断状态。这样开关切换接通另一路电源时，MOS管可正常导通，起到浪涌抑制作用。

图4 改进后的浪涌抑制电路

在原电路基础上，调整各阻容元件的参数，设置不同的充放电时间，以实现初始加电及电源切换加电瞬间浪涌电流都可以得到有效抑制，各元件参数取值详见图4，主要考虑如下：

1)C1、C2的选取：为加快放电速率，增加R4、R5泄放通道的同时，适当降低C1、C2的等效电容，以减少断电过程中需要泄放的电荷数量。本例中将C1、C2电容值由4.7 μF降至0.47 μF，串联后的等效容值由2.35 μF降至0.235 μF。

2)R1、R2的阻值：R1、R2的阻值调整主要考虑两个因素:1)根据C1、C2容值降低，适当提高R1、R2阻值，以维持浪涌抑制电路充电时间基本稳定；2)为通过调整R1、R2分压，使加电过程中V3正端电压低于负端电压，并能适当降低电容C1端充满电时的电压，以进一步加快放电速率。经计算验证，将R1由36 k Ω增大至220 k Ω，R2由20 k Ω增大至82 k Ω，通过公式(2)计算，充电时间常数τ由30 ms变为14 ms，通常认为经过3个充电时间常数τ后，电容已充满，因此电容充满时间由90 ms变为42 ms，保持在一个数量级，基本稳定；电容C1正端电压由10 V降至7.6 V，能够保证MOS管的正常开启。

3)R4、R5的阻值：为加快泄放速率，R4、R5作为专用泄放通路并联在R1、R2两端，其阻值的选取应配合R1、R2、C1、C2，使电路放电时间小于2～6 ms；同时通过R4、R5分压，确保加电过程中V3负端电压高于正端电压，V3关断。经计算验证，R4取值4.7 k Ω，R5取值2.2 k Ω。放电时间根据公式(2)、公式(3)计算，放电时间常数为343.5 μs，电容从充满时的7.6 V放电至2 V时所用时间为463 μs，远小于2 ms。加电时，V3负端电压通过R4、R5分压获得，计算为8.9 V，高于其正端电压7.6 V，V3能够关断。

4)取消原有的稳压管V1：电路更改后，原V1管不在起作用，原因是若C1端电压异常增高超过8.9 V，V3正端电压高于负端电压导通，导通电压0.2 V，C1端电压被限制在9.1 V左右，即MOS管栅极电压也被钳位于9.1 V，不会受高压冲击，因此稳压管V1去除后，不影响保护功能。

4 仿真分析

搭建仿真平台，对改进前和改进后电路的浪涌抑制效果进行分析。改进前电容电压从10 V开始泄放，放电波形如图5所示，从10 V降至2 V所需时间为48.55 ms。改进后电容电压从7.6 V开始泄放，放电波形如图6所示，从7.6 V降至2 V所需时间为554.5 μs。可以看出，改进后电路泄放时间大大缩短，远小于2 ms。

图5 改进前MOS管栅极电压泄放波形

图6 改进后MOS管栅极电压泄放波形

对改进后电路的充、放电趋势进行仿真，仿真结果如图7所示。可以看出，MOS管从7.6 V放电至0 V，然后又从0 V充电至7.6 V，放电时间短小于2 ms，而充电时间较长约40 ms，实现了充电时间基本稳定，放电时间快速减小的目的，与设计思想一致。

图7 改进后充/放电波形

5 实验验证

制作图4的浪涌抑制电路板，连接2路电源和负载进行测试。设备初始加电时启动电流波形如图8所示，最大峰值电流2.65 A。通过手动开关切换电源，启动电流波形如图9所示，最大峰值电流2.63 A。可以看出，两种情况下启动电流波形一致，峰值均不大于3 A。

图8 初始加电时浪涌电流波形(改进后)

通过对比图3和图9可以看出，改进前浪涌电流峰值11.3 A，改进后浪涌电流峰值2.63 A，电源切换上电瞬间电流波形明显改善，幅值大幅度减小，有效地解决了带载切换过程中浪涌电流过大的问题。

图9 电源切换时浪涌电流波形(改进后)

6 结束语

本文针对航天服电源切换时出现的浪涌抑制功能失效问题，详细分析了浪涌抑制电路原理，提出了一种改进设计思路和方法，增加了MOS管栅极电压快速泄放通道，采用相对独立的充电电路和放电回路，确保充电时间基本稳定，放电时间大大缩短。经仿真分析和实验测试，证明了改进电路的浪涌抑制效果良好，有效解决了带载切换过程中浪涌电流过大引起母线过流保护的问题，能够很好地应用于航天服供电设备中。