基于双PWM 变换器的三相能馈型交流电子负载研究*

许立洋 方益民 刘亚慧

（江南大学电气工程与智能装备研究所 无锡 214122）

1 引言

由于各种交流电源设备在投入实际应用前都要进行非常严格的检测实验，包括老化实验、动静态测试等。但是，使用传统负载会造成调节不便、精度差、稳定性差、极大的能源浪费等问题［1］。为了解决以上问题，一般都采用能馈型电子负载，因此，本文研究了一种基于双PWM 的三相能馈型交流电子负载。

三相能馈型交流电子负载为交-直-交的两级结构，分为负载模拟部分和并网逆变部分，现阶段有大部分文章对负载模拟部分的指令电流产生算法和并网逆变部分的控制算法进行了研究，但是对于能量传递部分的直流侧电压研究的文章较少，如文献［2］对三相能馈型交流电子负载的直流侧电压进行了分析，并采用了陷波滤波器进行滤波；这种方法虽然可以有效地滤除特定频率的谐波，但是其频带很窄，计算量很大，文献［3］采用了直流电容直接滤波，这种方法虽然简单易行，但是滤波效果较差。

基于以上所述，本文在负载模拟侧采用了单电流环的控制策略，并网逆变侧采用了电压外环电流内环的双环控制策略，两部分控制策略均采用SVPWM 调制算法［4］，在能量传送的直流侧采用自适应陷波器进行滤波，可以简化计算、利于动态调整，并且具有更好的滤波效果。

2 电路拓扑与原理分析

三相能馈型交流电子负载主要由负载模拟变换器（Simulation Converter，SC）和并网变换器（Grid Connection Converter，GCC）构成［5］，其主电路结构如图1 所示。uAo，uBo，uCo为三相电网相电压；uAi，uBi，uCi为三相测试电源电压；T 为Δ/Y 型连接的隔离变压器；SC 部分包括由V1、V6组成的三相IGBT 桥、线等效电阻R1和线等效电感L1；GCC 包括由V7、V12组成的三相IGBT 桥线等效电阻R2和线等效电感L2；DC为直流母线，用来完成SC与GCC之间能量的传输。

图1 三相能馈型交流电子负载的主电路拓扑

三相能馈型交流电子负载的工作原理如图2所示。通过上面的介绍可知，系统的功能主要由SC 和GCC 两个部分来完成，SC 部分通过电压采样电路获取测试电源的电压信号和相位信息，输入到指令信号产生单元，指令信号产生单元根据设定负载形式，由相应的指令信号产生算法计算生成指令电流信号，而负载模拟器通过电流控制策略跟踪指令电流的变化，从而模拟各种特性的负载功能；GCC 部分通过电压环和电流环的双环控制结构分别控制直流母线电压和并网电流，实现功率因数接近于-1的能量回馈，最终将能量回馈到电网［6］。

3 能馈电子负载的控制策略

3.1 负载模拟侧的控制策略

负载模拟侧采用单电流环控制［7］，控制结构如图3 所示，ADC 为模数转换器；U1m测试电源电压幅值；θ为测试电源相位；i1ref为指令电流；Gi（s）为电流控制器；Gp（s）为理想状态下整流桥的传递函数；u1ref为整流桥前侧参考电压；ui为整流桥输出侧电压。

图2 三相能馈型交流电子负载工作原理

图3 负载模拟侧控制结构

本文中主要以静态计算法提取电子负载模拟恒电流型负载时的给定电流为例，说明了指令电流产生单元的作用［8］，对于恒电流型负载，设测试电源电压为

待模拟的负载电流为

将式（2）展开得：

对于三相对称电源，若令：

则：

将式（4）、（5）代入式（3）可得三相电子负载A相的期望电流为

同理，可以得到B、C相的期望电流为

由式（6）、（7）、（8）可知，只要通过提前设定的电流幅值和相位，就可以得到瞬时电流与三相瞬时电压的关系，即模拟电流负载时的电流给定信息。

得到三相电流指令后通过相位同步，坐标变换得到旋转坐标系下的电流指令i1ref，与实际采样计算得到的i1通过PI 控制和前馈解耦控制就可以产生三相PWM 整流器交流侧控制量u1ref，最终通过SVPWM调制就可以得到相应的驱动信号。

3.2 并网逆变侧的控制策略

为了实现将测试电源发出的能量单位功率因数反馈回电网，从能馈电子负载的整体结构出发分析功率传递过程，如图1，现设测试电源侧输出的A相电压电流为

式中，Umi为测试电源电压幅值；Imi为输入电流幅值；θi为电压与电流的相位角。设并网逆变侧输出的A相电压电流为

式中，Umo为逆变器输出电压幅值；Imo为逆变器输出电流幅值；θo为电压与电流的相位角。为了使PWM 变换器正常工作，直流母线电压必须满足以下条件：

在理想状态下，由稳态有功功率平衡理论可得负载模拟侧的功率平衡关系为

并网逆变侧的功率平衡关系为

由于直流母线作为中间级的关系，所以其两侧的系统功率应保持平衡，如下：

将式（12）、（13）代入式（14），可得：

在稳态时，直流母线电压为

由式（15）可知：

将式（17）代入式（16）可得直流母线上电容的初始电压为

由以上分析可知，当系统稳态运行时，直流母线电压必须保持恒定，且其幅值需等于直流母线电容电压的初始值，由式（11）可知，直流母线电压初始值需要大于等于测试电源电压和并网逆变侧输出电压幅值。因此，为了使系统正常工作，在并网前，需要对直流母线电容进行充电，使其满足上述要求［9］。

直流母线电压除了需要满足上述要求外，还需要对其谐波进行分析，在大功率工作时，测试电源输入侧可忽略功率损耗，则测试电源三相瞬时功率为每一相瞬时功率的和，如下：

其中，B、C 相电流电压定义与A 相仅相位各差120°，通过二倍角公式进行变换，可得：

若设直流母线电压为uc，其直流分量为udc，其交流分量为uac，则直流母线上输入的瞬时功率为

由式（12）可得：

由输入输出的瞬时功率平衡得：

将式（20）、（21）、（22）代入式（23）计算求解，最终可得：

当θi等于0 的时候，系统处于单位功率因数状态，此时由式（24）可知直流母线电压中含有测试三相电源电压频率的二次谐波，同理可知，直流母线电压中也会含有并网逆变输出电压频率的二次谐波［10］。所以，若果要想提高并网电流质量，需要在并网逆变侧的控制环节中加入滤波器进行滤波，本文采用在电压外环串联自适应陷波器的方法，来滤除特定频率附近的谐波，以减少并网电流的谐波含量［11］。

并网逆变器采用双环控制策略，分为电流内环和电压外环［12］，由于电流环的控制量id和iq控制方法基本相同，所以这里以d 轴电流环为例。如图4所示为电流内环控制结构，Gi2（s）为电流控制器，采用PI控制器，GH（s）为逆变桥的传递函数；Gf（s）并网逆变器输出电压的前馈环节传递函数。如图5 所示为电压外环控制结构，Gu（s）为电压控制器，和电流内环一样采用PI 控制器［13］。直流母线电压误差经过电压控制器和电网相位同步得到d 轴的参考电流i*d；经过电流内环Gc（s）控制得到并网电流id，再经逆变桥传递函数Gv（s）得到逆变桥输入侧的电流idc2；而直流母线上的电流idc则等于负载模拟侧的输出电流idc1与idc2的差值，如图5 中的Gfa（s）为自适应陷波器，其可以消除直流母线上的基频为50Hz的二次谐波，从而提高并网电流的质量。

图4 电流内环控制结构

图5 电压外环控制结构

本文采用的自适应陷波器的控制结构如图6所示［14］，其中x（k）为带有谐波的直流母线电压，而输入侧的正弦余弦信号是已知频率为f0的干扰信号，fs为采样频率，将这两个信号分别与ω1、ω2进行线性组合，就可以使y（k）接近实际的干扰信号，这样就可以将原始信号中的谐波分量滤除，最后输出的e（k）就是滤波后信号，而对于ω1、ω2的调整是由所选择的自适应算法来完成，本文采用的自适应算法为最小均方误差算法（LMS），该算法迭代速度很快，计算量小［15］。

图6 自适应陷波器控制结构

使用LMS 算法的自适应陷波器具体实现步骤如下［16］：

1）初始化滤波器系数，即ω1、ω2。

2）由滤波器系数和干扰信号计算滤波器输出，即y（k）。

3）计算误差，即e（k）=x（k）-y（k）。

4）更新滤波系数，即w（k+1）=w（k）+μe（k）x（k），其中μ为单次调节步长。

5）返回2）迭代执行直到达到迭代次数。

4 仿真验证

4.1 仿真主要参数设置

负载模拟侧：测试电源输出三相电，相电压为uAi=220V，频率为50Hz，输入电感L1=10mH，线电阻R1=0.1Ω，开关频率为10kHz，电流环的PI 控制器的参数为kp=22，ki=20。

并网逆变侧：相电压uAo=220V，直流侧电压给定为600V，频率为50Hz，电感L2=2mH，线电阻R2=1Ω，直流母线电容C=1300μF，开关频率为10kHz，电压外环的PI 控制器参数为kp=3，ki=2，电流内环d 轴的PI控制器参数为kp=2，ki=1；q 轴的PI控制器参数为kp=6，ki=3，自适应陷波器的单次调节步长μ=1，滤波器阶数为2，ω参数初始化为0，采样频率fs=500Hz，干扰频率f0=100Hz。

LMS自适应陷波器算法采用Matlab的S-Func⁃tion 编写，这样可以将算法与Simulink 中搭建的其他系统模型联系起来。

4.2 仿真结果分析

通过设置负载模拟侧中的电流幅值给定为10A；设置相位与电压相同，即相位差为0°，测试电源输出的电流与电压仿真波形如图7 所示（电流放大10 倍）；设置相位滞后电压45°，仿真波形如图8所示；设置相位超前电压45°，仿真波形如图9 所示。

图7 电流与电压同相位时负载模拟侧仿真波形

图8 电流滞后电压45°时负载模拟侧仿真波形

从图7、8、9 可知，负载模拟器的起始电流值均为0，但是通过对指令电流的设置，负载模拟器的电流环可以准确跟随指令电流变化，实现了可以分别模拟纯阻性负载、阻感负载及阻容负载的目的。

在负载模拟侧模拟纯阻性负载时，其输出侧的直流母线上的电压波形如图10 所示，其中虚线曲线为滤波前的电压波形，实线曲线为滤波后的电压波形，可以看出虚线曲线代表的电压波形有明显的波动，而将其进行滤波后的实线曲线很接近于直流电。

图9 电流超前电压45°时负载模拟侧仿真波形

图11 、12 分别为滤波前后直流侧的谐波含量图，可以看出在滤波前直流侧电压中存在大量的二次谐波，THD 为10.63%，而使用自适应陷波器后，滤除了相应的谐波，THD也降低到了1.47%。

图10 滤波前后直流母线电压波形

图11 直流母线电压滤波前谐波含量

图12 直流母线电压滤波后谐波含量

滤波前后并网逆变侧输出的电压电流波形如图13、14所示，仅以A相为例。

由图13（a）和图14（a）可知，并网电流与电压相位相反，实现了将被测电源的能量反馈回电网的目的，但是，滤波前的电流峰值约为190A，相位差约为6.7°，也就是其回馈的能量最大约为29.4kW，而滤波后的电流峰值约为203A，相位差约为5.1°，最大回馈能量约为31.6kW。由图13（b）和图14（b）可知，在滤波前并网逆变侧输出电流波形的THD为4.87%，而滤波后输出波形的THD 降低到了1.28%，降低了输出电流的谐波含量，从而也提高了能量回馈效率。

图13 滤波前并网逆变器侧输出波形

图14 滤波后并网逆变器侧输出波形

5 结语

针对于传统负载存在的缺陷，本文研究了基于双PWM 的三相能馈电子负载，对电子负载的电路拓扑进行了分析，并确定了相应的控制策略。负载模拟侧采用了单电流环控制策略，使得输出电流可以跟随指令电流的幅值和相位，并以静态计算法计算恒流负载指令电流为例说明了指令电流的产生原理；并网逆变侧采用了电压外环和电流内环的双环控制策略，不仅保证了直流侧电压稳定，还使得并网侧输出电流可以与电网电压反向，实现能量的高效率回馈电网；在直流母线侧加入了自适应陷波器，滤除由两边系统所产生的二次谐波，以再次提高并网电流质量。最后通过Matlab/simulink 搭建了完整的三相能馈电子负载模型，验证了其负载模拟侧可以正确地模拟不同特性负载，直流母线侧降低了谐波含量，并网逆变侧实现了能量的回馈电网。