基于小耦合电感软开关同步变换器仿真及性能分析

王少斌　苏淑靖

摘  要： 针对常规同步整流升压变换器在高开关频率下主开关管的寄生电容存储电荷无法释放和整流开关管体二极管反向恢复行为造成的变换器开关管的硬开关、高电磁干扰（EMI）等问题，提出一种基于小耦合电感软开关同步Boost变换器设计方法，详细分析了软开关实现的条件以及变换器的工作过程，通过电路参数的优化设计和仿真验证实验，实现了宽负载范围内所有开关管和二极管的软开关，使变换器效率得到有效提高，电磁干扰也得到有效抑制，进而验证了理论分析的正确性。

关键词： 软开关; 同步变换器; 耦合电感; 电路参数设计; 仿真实验; 性能分析

中图分类号： TN624?34; TM46                   文献标识码： A                       文章编号： 1004?373X（2020）20?0057?04

Simulation and performance analysis of soft?switching synchronous

converter based on small coupling inductance

WANG Shaobin， SU Shujing

（National Key Laboratory of the Electronic Measurement Technology， North University of China， Taiyuan 030051， China）

Abstract： In allusion to the hard switching and high electromagnetic interference （EMI） of switching tube of converter， which are caused by unable release of the parasitic capacitor storage charge of the main switch tube and the diode reverse recovery behavior of the rectifier switch body in the conventional synchronous rectifier boost converter at high switching frequency， a design method of soft?switching synchronous Boost converter based on small coupling inductance is proposed. The realization condition of soft switching and the working process of the converter are analyzed in detail. By means of the optimization design of the circuit parameter and the verification of the simulation experiment， the soft?switching of all switches and diodes is realized within wide load range， which has improved the converter′s efficiency effectively， suppressed EMI effectively， and verified the correctness of the theoretical analysis.

Keywords： soft switch; synchronous converter; coupling inductance; circuit parameter optimization; simulation experiment; performance analysis

0  引  言

作为最常见的DC?DC变换器之一，Boost变换器广泛应用于移动电源、太阳能控制电路、功率因数校正（PFC）、光伏（PV）发电系统等领域中。随着能源日益紧张，绿色环保、节能减排成为如今乃至未来的很长一段时间内全球所提倡的重要主题，高性能、高效率、高频率已成为其研究和设计的热点[1?3]。同步整流Boost变换器使用通态电阻很低的功率开关管来取代传统Boost变换器中的整流二极管，传导损耗大大降低，变换器的效率得到提高。然而随着开关频率的提高，其体二极管的反向恢复问题以及寄生电容存储电荷无法释放问题会导致严重的开关损耗和低效率。因此，软开关技术被提出用来减少开关损耗并提高效率[5]。

软开关技术的实质是采用辅助电路对变换器中特定的开关节点进行预充电或放电，当开关管在开通或关断时，其电压或电流已经变为零或接近于零，从而实现开关管的软开关。结合同步整流Boost变换器，文献[2?7]采用了谐振、准谐振和有源钳位等的软开关技术，通过引入开关管、电感、电容等器件，利用辅助电感、电容与主开关管的寄生电容或外加电容谐振来实现主开关管零电压、零电流导通，虽然可以减少电路开关损耗，但它会引起高电压应力的问题。同时，由于增加了辅助器件，控制方法比基本Boost变换器更复杂，降低了电路的可靠性。在文献[8?10]所提的同步Boost变换器中增加了耦合电感，以实现主开关管的零电压导通和关断，辅助开关管零电流导通、关断，但是在轻载条件下效率依旧不是很高，并且还存在其他缺点，比如在文献[8]所提出的ZVT?ZCT PWM DC?DC变换器中主开关由于谐振存在额外较高的电流应力，文献[9]中主开关和辅助开关均存在额外较高的电流、电压应力，文献[10]中没有额外的电流、电压应力，但是耦合电感设计比较复杂，成本较高。

本文提出一种基于小耦合电感的软开关同步Boost变换器，该变换器利用耦合电感器和谐振电容器来实现主开关管的零电压导通并抑制体二极管的反向恢复。相比于其他采用耦合电感的方案，原边和副边电感绕组非常小，因此耦合电感的设计体积小、成本低，同时相比于传统软开关变换器的复杂控制，本方案的控制方式较为简单。此外，本文提出的变换器主开关不会额外增加电流、电压应力，辅助开关以及二极管的电流电压应力也处于可接受的水平。本文详细介绍了該变换器的工作原理和特性，并通过实验验证了理论的正确性。

1  所提变换器的工作原理

基于小耦合电感的软开关同步Boost变换器如图1所示，图中S1为主开关管;S2为整流开关管;Sa为辅助开关管;C1，C2分别为S1，S2的寄生电容或外加吸收电容，L1，L2为耦合电感;Ca为谐振电容;D1，D2，D3为续流二极管。该变换器在电感L电流连续模式下正常工作，主开关管S1和整流开关管S2实现了零电压开通和关断，辅助开关管Sa实现了零电流开通和零电压关断，所有二极管也实现了软开通和关断。

为了简化分析，作出以下假设：

1） 输入电压Vin、输出电压Vout为恒定值;

2） 开关管S1，S2的寄生电容值在整个变换器工作过程中为定值，且C1=C2;

3） 主电感值远大于谐振电感值，可认为在一个开关周期内输入电流IL恒定不变;

4） 所有半导体器件均是理想器件。

该变换器在稳态时的主要工作波形如图2所示，开关管S1，S2交替导通，它在一个开关周期内共有9个工作模态，各工作模态的等效电路如图3a）～图3i）所示，图3中的图j）与图a）等效，表示进入下一开关周期，之后重复循环过程。

模态1[t0～t1]，对应图3a）：假设在t0时刻之前，开关管S1导通，二极管D2，D3电流线性减小。t0时刻[iD2]减小到0，二极管D2，D3反向截止。该模态电感L处于能量存储阶段，并且输出电容C0中的能量转移至负载RL中。

模态2[t1～t2]，对应图3b）：t1时刻，S1关断。S1的吸收电容C1和S2的吸收电容C2分别被充放电。

[UC1（t）=IL（t-t1）2C1UC2t=Uo-IL（t-t1）2C1]          （1）

由式（1）可得S2两端的电压[US2]线性下降。该模态中由于吸收电容C1的存在，当S1断开时，S1两端电压仍然为0 V，因此S1关断属于零电压关断。

模态3[t2～t3]，对应图3c）：t2时刻，S2两端的电压[US2]减小到0，其体二极管自然导通续流，将S2两端电压钳位在0 V，这时候导通S2，属于零电压开通。

模态4[t3～t4]，对应图3d）：t3时刻，S2零电压开通，能量从输入Vin、电感L通过S2传递到负载RL，电感L处于放能阶段。

模态5[t4～t5]，对应图3e）：t4时刻，辅助开关管Sa开通，二极管D1正向导通，其两端电压为0 V，流过初级电感L1的电流[iL1]开始增加。该模态中，由于Sa开通前电流为0 A，因此Sa，D1属于零电流开通，由于 D1在导通前两段电压为0 V，所以D1也属于零电压导通。

[iL1t=iD1t=iSat=UoL1（t-t4）iS2t=IL-iL1t]   （2）

模态6[t5～t6]，对应图3f）：t5时刻，流过初级电感L1的电流[iL1]增加至输入电流iL，关断S2，C2，C1，Ca和L1发生谐振，C2充电，C1，Ca放电。

[iL1t=2C1dUC1（t）dt+CadUCa（t）dt+ILUC1t=UCat=L1dIL1（t）dt]  （3）

模态7[t6～t7]，对应图3g）：t6时刻，C1，Ca两端电压减小到0 V，二极管D1零电压关断，S1的体二极管自然导通续流，将S1两端电压钳位在0 V，这时候导通S1，属于零电压开通。

模态8[t7～t8]，对应图3h）：t7时刻，开通S1，关断Sa，初级电感L1中的能量转移至次级电感L2，二极管D2正向导通，次级电感L2中的能量再转移至Ca中，输出电容C0中的能量转移至负载RL中。由于L2与Ca谐振，辅助开关Sa属于零电压关断，二极管D2在导通前电流为0，属于零电流导通。

[UCat=L2dIL2（t）dtiL1t=CadUCa（t）dt]             （4）

模态9[t8～t9]，对应图3i）：t8时刻，Ca两端电压上升至Vout，二极管D3零电压导通，次级电感L2中的多余能量以及输出电容Co中的能量共同转移至负载RL中，在t9时流过次级电感中的电流降为0，D2，D3属于零电流关断，此时一个开关周期结束，进入下一个开关周期。

[iL2t=iD2t=iD3t=UoL2（t-t8）]    （5）

2  软开关分析及参数设计

2.1  软开关分析

根据以上分析，模态3与模态6为缓冲电容C1，C2的充放电阶段，这两阶段对于实现主开关管和整流开关管的软开关极为关键，实现软开关的难易程度也不相同。对于整流开关管S2，其软开关限制条件为电感L和吸收电容C1，C2谐振，让C2上电压谐振到0 V，可表示为：

[12C2U2o+12C1U2o≤12LI2L]        （6）

由于电感L的值非常大，所以很容易满足式（6），并且可近似认为电感L的电流在死区时间内保持不变，即恒流源对C1充电。对于主开关管S1，其软开关实现相对整流开关管S2而言复杂很多，辅助开关管Sa在S2关断前先导通一小段时间，流过原边电感L1的电流逐渐增加，流过S2的电流逐渐减小，当流过S2的电流逐渐减小到0 A时关断S2，S2属于零电流电压关断。此时S1上存储电荷通过原边电感L1进行释放，考虑到吸收电容设计的不宜过大，因此又在L1两端并联了一个谐振电容Ca，适当降低S1中存储电荷的释放速度，此时满足的条件为：

[12C2U2o+12C1U2o+12CaU2o≥12L1i2L1]   （7）

2.2  吸收电容C1，C2和电容Ca参数设计

吸收电容的存在是为了降低开关管在关断时漏源电压上升的速度，吸收电容的值选取的越大，零电压关断的效果越好。然而，吸收电容选取的越大就意味着反向电流要设计的足够大，以保证开关管在零电压开通时释放更多的能量，因此吸收电容的选取要适中。电容C1，C2的选取必须首先要满足模态2和模态6中零電压关断的条件，还要满足模态3和模态7中零电压开通的条件。根据MOSFET管的关断特性，模态2持续时间应该大于200 ns，根据式（1）可得[C1=C2≥100×10-9ILUo]，实际上选值应比计算得到的值小一点。由于吸收电容的值不宜过大，因此并联了一个谐振电容Ca，也为耦合电感的磁平衡创造了条件。

2.3  耦合电感设计

根据以上分析，本文所设计的耦合电感值较小，其本身参与电路中的谐振过程。该电路中的谐振过程分为两部分，第一部分为初级电感L1与电容C1，C2，Ca的谐振，初级电感L1存储来自电容C1，Ca释放的能量。由于耦合，初级电感L1存储的能量转移至次级电感L2中，第二部分是次级电感L2与电容Ca的谐振，次级电感L2中的能量转移至电容Ca，以维持Ca的充放电平衡，多余能量则转移至负载。因此，耦合电感的设计不仅要满足式（7），也要满足式（8）。

[12CaU2o≤12L2i2L2≤12CaU2o+12CoU2o]    （8）

可以发现，电路设计时只需要耦合电感匝数比为1∶1，且初级、次级电感值相等，设计简单。

3  实验分析

为验证以上分析的正确性，采用Pspice 16.0仿真软件搭建了该变换器仿真实验模型，最大输出功率500 W，输入电压Uin=40 V，输出电压Uo=80 V，开关频率Fs=100 kHz，主电感L=500 μH，原边电感L1=6 μH，副边电感L2=6 μH，谐振电容Cr=4 μF，吸收电容C1=C2=3 nF。仿真结果如图4和图5所示，为了便于观察图中的电流电压波形，开关管和二极管的电流电压适当地放大一定倍数。此外，本文所提的变换器也可以应用于输入电压变化的场合，只需要适当地改变一下参数设计以及辅助开关管Sa导通的时间就能够在不同输入电压下实现所有开关管和二极管软开关。主开关管S1和整流开关管S2的驱动电压波形和漏源电压波形如图4所示，可以看到，主开关管S1和整流开关管S2都实现了零电压导通和关断，而且没有多余的电压应力。辅助开关管Sa的驱动电压和漏源电压波形仿真结果如图5所示，可以看到，辅助开关管Sa实现了零电流开通和零电压关断，很短的时间内Sa两端的电压为输出电压的2倍，处于可接受的水平范围内，辅助管只需选择耐压值高的开关管即可。

从以上仿真研究发现，所提变换器的软开关状态是在输出功率500 W下测试的，考虑到它在轻载下的性能变现，通过改变负载值使功率维持在100 W左右，仿真结果如图6所示，可以看出，所提变换器在轻载下也实现了所有开关管的软开关。

4  结  语

本文提出一种基于小耦合电感的软开关同步Boost变换器，详细分析了其工作过程的各个模态和特性，并通过仿真实验验证了理论分析的正确性。该变换器在轻负载范围内实现了主开关管以及整流开关管的零电压导通和关断，同时辅助开关管可以低损耗软开通和关断，进一步提高了变换器的效率。该电路易于控制，设计简单，额外的电压、电流应力不会发生在主开关和二极管上，辅助开关上的电压、电流应力也处于可接受的水平，因此对其他变换器的软开关设计具有一定的参考价值。

参考文献

[1] 罗辞勇，魏欣欣，王卫耀，等.基于耦合电感的零电压零电流软开关Buck变换器[J].浙江大学学报（工学版），2016，50（4）：663?670.

[2] SAHIN Y， TING N S， AKSOY I. A highly efficient ZVT–ZCT PWM boost converter with direct power transfer [J]. Electrical engineering， 2018， 100（2）： 1113?1123.

[3] 韦莉，刘帅，尤伟玉，等.一种新型非谐振型软开关交错并联Boost电路[J].电工技术学报，2017，32（3）：172?183.

[4] 于仲安，何俊杰.新型无源无损Boost APFC电路设计与仿真[J].现代电子技术，2018，41（16）：43?46.

[5] ZHANG X， JIANG L， DENG J J， et al. Analysis and design of a new soft?switching boost converter with a coupled inductor [J]. IEEE transactions on power electronics， 2014， 29（8）： 4270?4277.

[6] AKIN B. An improved ZVT–ZCT PWM DC–DC Boost converter with increased efficiency [J]. IEEE transactions on power electronics， 2013， 29（4）： 1919?1926.

[7] 赵文辉，沈艳霞，赵芝璞.无损软开关无桥Boost PFC变换器的研究[J].电力电子技术，2019，53（1）：117?120.

[8] TING N S， ALTINTAS N. A soft switching single phase power factor correction AC?DC boost converter with passive snubber [C]// International Conference on Electrical & Electronic Engineering. Ankara： IEEE， 2017： 13?17.

[9] 韩哲，刘竞雄.基于耦合电感的新型Boost软开关的研究[J].电力电子技术，2016（4）：92?93.

[10] 刘帅，韦莉，张逸成，等.耦合电感式新型交错Boost软开关变换器研究[J].电子测量与仪器学报，2014，28（12）：1340?1347.

[11] 李鹏程，张纯江，阚志忠，等.软开关高增益Buck?Boost集成CLLC型直流双向变换器[J].中国电机工程学报，2018，38（11）：3295?3305.

[12] 张建丰，许建平，周翔，等.一种基于辅助网络的软开关二次型Boost高增益变换器[J].电工技术学报，2017，32（24）：71?79.