下一代光接入网中物理层关键技术研究进展

骆思雨，许 岩，李正璇，宋英雄，汪 敏

1. 上海大学特种光纤与光接入网重点实验室，上海200444

2. 上海大学特种光纤与先进通信国际合作联合实验室，上海200444

随着5G 承载网络、超高清视频点播、交互式在线娱乐等高带宽业务的不断涌现，互联网的流量呈现爆炸式增长，用户对网络带宽的需求不断提升. 无源光网络的成本相对较低，且能平滑升级，是最受运营商青睐的光纤接入方式. 近年来，已经见证了无源光网络（passive optical network, PON）标准中的单波长速率从10 Gbit/s 提升至25 Gbit/s，甚至50 Gbit/s.然而，实现100 Gbit/s 以上总传输速率的方案仍然处于讨论阶段，因此对高速PON 系统中物理层关键技术的研究具有重要意义.

结构简单的时分复用（time-division multiplexing, TDM）PON 架构沿用至今，而波分复用、光码分复用、正交频分复用等技术也受到越来越多的关注[1]. 基于强度调制直接检测（intensity modulation and direct detection, IM/DD）的PON 系统具有成本低、功耗小等优势，同时相干检测技术由于其高灵敏度也成为下一代PON 的有力竞争者[2]. 此外，对数字均衡技术、高阶调制格式、光放大、前向纠错、非线性效应、突发模式以及新型光器件等关键问题的研究也非常广泛，为下一代PON 的发展打下了坚实的基础.

本文首先从光接入网技术的发展历程出发，介绍了PON 标准的演进和现状；然后面向未来光接入网的高容量和低成本需求，分析了下一代PON 面临的挑战和成因；接着梳理了下一代高速PON 系统中的物理层关键技术，并综述了我们的相关工作；最后总结了关键技术的应用研究和探索方向.

1 光接入网技术标准演进

目前，主要有3 个组织致力于PON 技术的发展：全业务接入网论坛（Full Service Access Network, FSAN）、国际电信联盟电信标准分局Q2/SG15（International Telecommunication Union Telecommunication Standardization Sector Question 2/Study Group 15, ITU-T Q2/SG15）以及电气和电子工程师协会（Institute of Electrical and Electronics Engineers,IEEE）802.3 工作组. FSAN 虽然本身不是标准制定组织，但其技术文稿输出至ITU-T 并被采纳为系列标准，为ITU-T Q2/SG15 的发展做出了重要贡献. PON 技术的标准化工作需要漫长的过程，且标准制定完成后必须进行大量的实验室测试和现场试验才能实现商业部署. 自20 世纪90年代中期以来，各标准化组织不断推出新的PON 技术标准，其发展历程如表1 所示.

早期，FSAN 提出了异步传输模式无源光网络（asynchronous transfer mode PON, ATMPON）以及宽带无源光网络（broadband PON, BPON），但因其接入业务类型单一且性价比相对较低而被淘汰. 为了进一步适应市场需求，IEEE 和ITU-T于2004年相继完成了IEEE802.3ah 以太网无源光网络（Ethernet PON, EPON）和ITU-T G.984 吉比特无源光网络（gigabit-capable PON, GPON）的标准化制定工作. 除了GPON 具有更高的下行速率外，EPON 和GPON 的区别还表现在帧结构上. EPON 帧格式与IEEE802.3 的以太网数据帧格式兼容，而GPON 则是通过ATM 信元和通用成帧协议承载不同类型的用户数据.

随着互联网流量的不断提升和PON 技术的不断发展，速率更高的IEEE 802.3av 10GEPON 和ITU-T G.987 XG-PON 应运而生，并分别于2009年和2010年完成标准制定，两者均支持对称和非对称两种物理层传输模式，且XG-PON 的10G 对称传输标准XGSPON 于2016年修订完成. 此外，10G-EPON、XG-PON 均采用与EPON、GPON 不同的上行和下行波长，有利于实现不同PON 技术的共存. GPON 和XG-PON 的后继标准ITU-T G.989 NG-PON2 于2015 制定完成，通过时分波分复用（time wavelength division multiplexing,TWDM）技术实现了40 Gbit/s的下行总速率. TWDM-PON 可以与已部署的TDM-PON 共存，是未来进一步提升PON 系统容量的有效方案.

在10G-EPON 成功部署6年后，IEEE 802.3ca 工作组于2015年启动了25G/50G/100GEPON 的标准化工作. 最初，IEEE 802.3ca 工作组计划通过绑定4 个速率为25 Gbit/s 的波长信道来实现100 Gbit/s 的总速率.但由于无法达到预期的技术成熟度，该标准已于2017年11月修改为25G/50G-EPON. 随着25G 光器件的成熟，50G-EPON 采用2×25 Gbit/s 的复用方案实现50 Gbit/s 的总速率. ITU-T Q2/SG15 在线速率为10 Gbit/s 的XGS-PON 和NGPON2 的基础上，计划实现更高速率的PON，包括单波长50 Gbit/s TDM-PON 和N×50 Gbit/s TWDM-PON 以及点对点的WDM-PON 等[3]. IEEE 802.3ca 和ITU-T Q2/SG15 关于50G-PON 的标准化工作分别计划于2020年和2021年完成.

表1 PON 标准的发展历程Table 1 Development of PON standards

根据PON 技术的发展趋势，下一代PON 的传输总速率将达到或超过100 Gbit/s. 然而，传输速率的提高对物理层的性能提出了新的要求. 考虑到用户对接入网成本的敏感性，以经济高效的方式来满足未来的带宽需求已成为下一代PON 的研究热点.

2 下一代PON面临的挑战及成因

在过去的几十年里，TDM-PON 的成功取决于日益成熟的光电技术[4]. 在现有的研究中，高带宽器件的可行性已被证明[5]. 然而，由于接入网的成本敏感性，基于低带宽器件的高速PON 系统受到更多关注[6-7]. 以超过信道带宽的符号速率进行传输会导致相邻符号之间出现脉冲混叠，从而产生符号间干扰（inter-symbol interference, ISI）. 此外，随着传输速率的提高，光纤的色散效应会使光信号经过光纤传输后产生严重的脉冲展宽现象，从而限制了光纤系统的传输距离，说明色散效应也是光信号产生畸变并造成ISI 的重要原因. 因此，如何有效消除带宽受限和色散效应等引起的ISI是亟待解决的问题.

在一般情况下，PON 系统的目标功率预算为29 dB（IEEE 称为PR30，ITU-T 称为N1）.ITU-T 对更高的功率预算也充满兴趣，比如31 dB（N2）和33 dB（E1）[8]. 光链路功率预算取决于入纤光功率和接收机灵敏度. 一方面，入纤光功率过高会引起非线性效应，比如受激布里渊散射；另一方面，传输波段的选择是影响接收机灵敏度的重要因素之一. 虽然C 波段的光纤损耗较低，但严重的色散会导致功率衰落[9]；而在O 波段，虽然低色散引起的码间干扰较小，但器件带宽的限制和较高的光纤损耗使PON 系统难以获得较高的灵敏度[10]. 因此，提高功率预算的方案还需要进一步研究.

WDM 是提升光传输系统总容量的常用方法. 在NG-PON2 和50G-EPON 中均采用基于波长堆叠技术的TWDM-PON 架构[2]. 虽然WDM 充分利用了带宽资源，且因单波长速率较低而能有效提高功率预算，但是随着入纤功率的提高、信道数目的增加以及信道间隔的减小，光纤的非线性效应成为影响传输性能的重要因素. 比如，在IEEE 关于100G-EPON 技术标准的研究中，波长分配方案要充分考虑四波混频（four-wave mixing, FWM）串扰的影响[11]. 目前，对非线性效应的研究主要采用仿真系统来实现[12-13]. 因此，通过实验系统对非线性效应进行观测并研究补偿方案对WDM 在NG-PON 中的应用具有重要意义.

直接检测技术因其成本低、功耗小而广泛应用于PON系统. 当NG-PON 的传输速率超过100 Gbit/s 时，相干检测技术也成为颇具潜力的方案之一. 相干检测的优势在于能够通过本振激光器提高接收机灵敏度，从而达到功率预算的要求. 此外，因为相干检测能恢复信号的相位信息，所以色散引起的失真可以得到一定程度的缓解. 然而，传统的光相干接收机需要复杂的结构和算法. 近年来，低复杂度相干检测技术已成为相干PON 的研究热点，有望在获得灵敏度增益的同时使光接入网具有成本效益[14].

鉴于此，本文重点阐述了解决上述问题的有效方案和相关工作的研究成果. 离线数字信号处理中的均衡技术是高速传输系统中不可或缺的一部分，通常与高阶调制格式相结合以消除由于色散、带宽受限和非线性效应等引起的ISI. 将光放大器置于发射端和接收端，能同时提高入纤功率和接收灵敏度，增强的前向纠错码可以提供光增益，从而实现更高的功率预算. 四波混频和交叉相位调制是PON 中常见的两种非线性效应，通过实验对其进行观测和分析为后续的补偿方案研究打下基础. 对相干检测中的本振光发生方案和相位噪声补偿算法进行简化，可以实现适合于成本敏感的PON 系统的相干接收机.

3 下一代PON物理层关键技术及其研究进展

3.1 数字均衡技术

结构最简单的线性前馈均衡器（feed-forward equalizer, FFE）是一个横向滤波器，由多个带抽头的延时线构成. 每个抽头的延时信号经加权后相加，其形式与有限冲激响应滤波器相同. 在FFE的基础上，判决反馈均衡器（decision feedback equalizer, DFE）进一步引入反馈滤波器，以便从当前估计值中去除由先前符号引起的ISI. 通常来说，DFE 的性能优于FFE 的性能[15-16].

基于维特比算法的最大似然序列估计（maximum likelihood sequence estimation,MLSE）均衡是目前有记忆信号的常用检测方法，也是加性高斯白噪声信道的最佳均衡方案. MLSE 通过遍历所有可能的发送序列，选择与接收序列的欧氏距离最小的序列作为判决输出. 由于传统的MLSE 算法需要大量的乘法运算，采用绝对值度量来代替欧氏距离度量可以大大降低MLSE 算法的复杂度[17-18]. 图1(a)比较了在不同接收光功率和记忆深度L的情况下两种度量方式的性能，可见简化的MLSE 算法不会造成灵敏度的下降.

Volterra 滤波器（Volterra filter, VF）是补偿非线性失真最有效的方法. Volterra 模型因为引入高阶的Volterra 级数核，所以能够准确地描述信道输入和输出的关系. 随着阶数和记忆长度的增加，Volterra 均衡器的计算复杂度呈指数规律增长. 文献[19-20]提出包含前馈和反馈抽头的Volterra-DFE 可以实现更好的性能，并通过保留部分二阶Volterra 内核项来降低其复杂度. 在目前的研究中，对高阶核的简化方案主要有两种：一种是保留对角线或特定位置上的核[21]；另一种是通过l1正则化或Gram-Schmidt 正交化得到基于阈值的稀疏Volterra[22-23].文献[24]提出了简化的Volterra-DFE，只保留二阶DFE 对角线上的核数，与其他均衡方案的性能比较如图1(b)所示. 实验结果表明：与只包含前馈部分的Volterra 和传统的FFE/DFE 相比，在达到相同的灵敏度的情况下，简化的Volterra-DFE 的抽头数下降了大约70%.

基于神经网络（neural networks, NN）的均衡器可以根据大量的数据提取信道对传输信号的影响特性，输入和输出信号之间复杂的函数关系可以利用更多的节点和隐藏层来拟合和表达. 与传统的FFE 和VF 相比，在非线性损伤很严重的情况下，基于神经网络的均衡器性能更优. 全连接神经网络结构简单，其应用最为广泛[25-26]. 此外，卷积神经网络、循环神经网络等模型的均衡性能也得到了验证[27-28]. 上海交通大学对基于NN 的均衡器进行了深入研究，探讨了均衡过拟合、NN 训练的有效性以及随机数据的产生等问题[29]；还提出了将无监督学习训练、判决反馈神经网络等技术应用于高速PON 系统中的方案[30-31]. 另外，文献[32]提出端到端的神经网络可以同时优化发射端和接收端的均衡器.

图1 MLSE 与Volterra 均衡的简化方案Figure 1 Simplified schemes for MLSE and Volterra equalizer

3.2 高阶调制格式

先进的光信号调制格式可以提高频谱效率，从而有效克服带宽受限引起的ISI. 不归零码（non return zero, NRZ）是结构最简单且成本最低的调制格式. 文献[33]探究了NRZ、电双二进制（electrical duo-binary, EDB）和四电平脉冲幅度调制（four-level pulse amplitude modulation, PAM4）在不同光纤长度上的传输性能；文献[34]将光双二进制（optical duobinary, ODB）信号的传输灵敏度与上述调制格式进行比较. 上述文献均表明NRZ 是单波长25 Gbit/s PON 最具有成本效益的调制方案，但NRZ 受器件带宽限制较为严重，难以满足单波长速率超过50 Gbit/s 信号的传输要求. 因此，高阶调制技术的应用研究非常广泛.

不同的调制技术可以满足不同应用场景的需求，下一代PON 的调制方案选择要综合考虑调制格式的性能和系统的成本. EDB 是一种三电平高阶调制格式，其带宽为NRZ 的一半，但接收端的EDB 解码器会带来额外的ONU 成本. ODB 是EDB 通过复杂且昂贵的马赫-曾德尔调制器转换得到的，但它在接收端的检测更为简单. PAM4 的带宽利用率为NRZ 的两倍，且其调制解调方法相对简单. 然而，PAM4 具有较多的电平数目且对线性度要求较高，其灵敏度相对较低. 离散多音调制（discrete multi-tone, DMT）是一种多载波调制方案，可以实现很高的频谱效率，但它对光器件线性度的要求更为严格.

文献[18, 35]对不同调制格式的均衡性能进行了比较和分析. 由于收发器件带宽的限制，NRZ 信号经过系统传输后呈现出部分响应信号的特征. 图2 为25 Gbit/s NRZ 信号经过带宽受限系统后的眼图和灵敏度曲线[35]. 当25 Gbit/s NRZ 信号经过25 km 单模光纤传输后，不理想的器件带宽和光纤色散会导致接收的EDB 信号中存在ISI. 在此考虑两种均衡方案：1）将接收信号通过FFE 或DFE 直接均衡到NRZ 信号，再执行两电平检测；2）将接收信号通过FFE 或DFE 均衡到EDB 信号，再执行三电平检测. 从接收信号和均衡后信号的眼图中可以观察到，增加反馈抽头能够得到更清晰的眼图，且均衡到三电平EDB 信号眼图的睁开程度比两电平NRZ 信号眼图的睁开程度更大. 从灵敏度曲线能得到一致的结论，采用17 抽头的FFE 和5 抽头的DFE 将信号均衡到EDB 的方案实现了最佳的接收灵敏度.

同样，50 Gbit/s PAM4 信号经过带宽受限系统后呈现出双二进制PAM4（duo-binary PAM4, DB-PAM4）的特征. 因此，仍然可以考虑两种均衡方案：1）将接收信号均衡为PAM4 信号，再通过MLSE 完成译码；2）将接收信号均衡为DB-PAM4 信号，此时信道响应的幅度有两个最高峰，再采用MLSE 进行译码. 根据实验结果可知，DB-PAM4 均衡方案不仅能够获得性能增益，还可以减小MLSE 的记忆长度，从而降低算法的复杂度和接收端的成本[18].

图2 NRZ 与EDB 的均衡性能比较Figure 2 Comparison of NRZ and EDB equalization performance

3.3 光放大

目前，将半导体光放大器（semiconductor optical amplifier, SOA）用于O 波段的PON 传输系统受到广泛关注. 文献[36]利用25G 光收发器件，在O 波段实现了基于SOA 的50 Gbit/s PAM4 TDM-PON 系统的上行和下行传输实验，并达到了PR30 的目标链路预算. 文献[37]通过SOA 预放大实现了基于10G 级光器件的单波长100 Gbit/s PAM4 TDM-PON 下行链路的传输. SOA 既可以置于发射端来提高发射功率，也可以位于接收端来提高接收灵敏度. 根据SOA 作用的不同，对不同位置SOA 的参数要求也不尽相同. 发射端的SOA 需要有较大的饱和功率，而接收端的SOA 需要有足够高的增益[38].

为了验证SOA 的有效性，在如图3 所示的实验系统中探究了50 Gbit/s NRZ 和PAM4 TDM-PON 的系统性能.50 Gbit/s NRZ 信号由两路脉冲码型发生器（pulse pattern generator,PPG）产生的25 Gbit/s 的伪随机二进制序列（pseudo-random binary sequence, PRBS）复用得到，而50 Gbit/s PAM4信号由两路25 Gbit/s 的PRBS 序列经过PAM4 转换器生成. 带宽为25 GHz 的电吸收调制激光器（electro-absorption modulated laser, EML）用于电光转换，且EML 的工作波长为1 304 nm. 在接收端，下行链路采用25 GHz 的雪崩光电二极管（avalanche photodiode,APD），上行链路采用带宽更高的PIN 接收机.SOA 位于OLT 端可以使多个用户共享同一个SOA，从而降低ONU成本. SOA 后的光隔离器（isolator, ISO）用于避免光纤回波反射，而光滤波器LAN-WDM 用于滤除带外噪声. 4 个可变光衰减器（variable optical attenuator, VOA）的作用各不相同：VOA-1 用于调节下行链路中SOA的输入功率，从而探究它对误码率性能的影响；VOA-2 和VOA-3 均用于调节接收光功率，以便对灵敏度进行测量；VOA-4 用于衰减SOA 放大后的信号，防止功率过大损坏PIN.

图3 采用SOA 的PON 上行和下行传输系统Figure 3 Upstream and downstream transmission system of PON using SOA

在基于SOA 的50 Gbit/s NRZ TDM-PON 传输系统中，文献[39]探究了下行传输中SOA的输入功率对接收灵敏度的影响，比较了MLSE、DFE 和FFE 等3 种均衡方案的性能，实验结果如表2 所示. 因为过高的入纤功率会引起光纤的非线性效应，所以需要在入纤功率和接收灵敏度之间进行权衡. 最终，将下行链路中SOA 的输入功率设置为2 dBm，此时的入纤功率为11.77 dBm. 在均衡方案的选择中，均衡器的性能和复杂度也需要实现有效折衷. 在考虑1×10−2门限的前提下，MLSE 能实现最高的灵敏度，且DFE 的性能略优于FFE 的性能.因为3 种均衡器都能满足功率预算要求，所以结构更为简单的DFE 或FFE 是更优的选择. 此外，在上行和下行链路中，NRZ 信号的灵敏度性能优于PAM4 信号的灵敏度性能，可见NRZ 调制格式是50G-PON 系统的最佳选择.

表2 基于SOA 的TDM-PON 系统传输性能Table 2 Performance of SOA based TDM-PON system transmission

3.4 前向纠错

前向纠错（forward error correction, FEC）编解码是保证高速光通信系统传输可靠性的关键技术之一. 由于传输速率的提高会带来不可避免的功率损耗，FEC 应向更高的编码增益和更低的冗余位发展. 以里徳-索罗门（Reed-Solomon, RS）码为代表的第1 代FEC 主要采用经典的硬判决（hard-decision, HD）码字. 第2 代FEC 通过交织、迭代和卷积等译码方式组成了级联码，进一步提高了净编码增益. 软判决（soft-decision, SD）和迭代译码是第3 代FEC 的主要技术，并得到了广泛应用.

低密度奇偶校验（low-density parity check, LDPC）码具有优越的纠错性能，已被许多通信标准采用. 目前，IEEE 802.3ca 25G-EPON 工作组选择了硬判决LDPC-FEC，其误码率阈值约为10−2，码率为0.849. 与误码率阈值为10−3的RS-FEC 相比，LDPC-FEC 能实现更高的功率预算. ITU-T Q2/SG15 研究了软判决LDPC-FEC 在单波长50 Gbit/s 突发模式上行接收机中的性能. 此外，不同结构的LDPC 码在性能和复杂度方面有很大的差异. 与随机LDPC 码相比，准循环（quasi-cyclic, QC）LDPC 码的校验矩阵具有特定的规律，高效简单的编译码使其在FPGA 硬件中易于实现. 文献[40]提出了一种用于高速光通信的不规则QC-LDPC 码的构造方法，获得了更高的编码增益；文献[41]利用FPGA 实现了码率自适应的QC-LDPC 码.

本课题组基于QC-LDPC 实现了50 Gbit/s EDB[42]和100 Gbit/s DB-PAM4 信号的无差错传输. 在发射端的离线处理中，LDPC 编码器的码率为0.875，码字长度为8 176. 经过带宽受限系统传输后，接收信号首先通过FFE 均衡为对应的双二进制形式，再进行近似对数似然比软解调和LDPC 解码. 在传输信号不同的情况下，实验现象是相似的，如图4 所示. 对接收信号直接进行硬判决时，因为误码率的数值远远高于LDPC-FEC 阈值，所以经过LDPC 解码后的性能几乎得不到任何改善. 然而，采用5 抽头的FFE 对接收信号进行均衡后的误码率有所下降. 随着接收光功率的增加，误码率一旦接近LDPC-FEC 阈值，LDPC 解码就能使误码率迅速下降为0. 因此，将双二进制、FFE 与LDPC 相结合，能够实现基于低带宽光器件的高速信号的无差错传输.

图4 传输信号在有无FFE 和QC-LDPC 情况下的灵敏度曲线Figure 4 Sensitivity curve of transmitted signal with and without FFE and QC-LDPC

3.5 非线性串扰实验分析

3.5.1 四波混频

根据IEEE802.3ca 标准，25G 和50G-EPON 系统均位于O 波段. 虽然100G-EPON 的提案因技术瓶颈而被搁置，但其可选的实现方案之一是通过绑定多个O 波段波长来实现100 Gbit/s 的总速率. 由于O 波段的色散较低，当多个波长同时经过光纤时，很容易满足FWM 的相位匹配条件，从而产生FWM. 我们通过实验探究了不同信道间隔下FWM 效应对灵敏度的影响，并实现了4 路25 Gbit/s NRZ 信号的传输，实验框图如图5 所示. 4 个O 波段的可调谐激光器产生4 路光信号，并采用马赫-曾德尔调制器（Mach-Zehnder modulator,MZM）进行调制. FWM 与光纤零色散点密切相关，且实验室使用的光纤零色散点位于1 317 nm 附近，因此不同信道间隔的波长分配如表3 所示.

图5 FWM 实验框图Figure 5 FWM experimental block diagram

表3 FWM 实验的波长分配方案Table 3 Wavelength assignment scheme of FWM experiment

信道间隔不同时的灵敏度曲线如图6 所示. 当信道间隔为200 GHz 时，由于信道间隔较小且传输波长位于零色散点附近，FWM 对灵敏度性能的影响较为严重. 此外，FWM 对中间信道的影响更大，这是因为新产生的频率分量主要落在中间信道. 在考虑1×10−3门限的前提下，信道3 的灵敏度代价约为1 dB，信道2 甚至无法达到1×10−3的门限值，而信道1 和4 的灵敏度代价较小. 当信道间隔为400 GHz 时，所得实验结果与信道间隔为200 GHz 的实验结果相似，但是中间信道的灵敏度代价明显降低. 当信道间隔增加至800 GHz 时，FWM 对系统造成的影响可以忽略. 因此，可以通过增加信道间隔来抑制FWM效应.

图6 不同信道间隔时的灵敏度曲线Figure 6 Sensitivity curve at different channel spacing

3.5.2 交叉相位调制

根据ITU-T G.989 系列标准，NG-PON2 复用4 个C-/L+波段的波长，上行和下行的波长范围分别为1 524∼1 544 nm 和1 596∼1 603 nm，波长间隔为100 GHz. 在C-/L+波段的WDM 系统中，当信道间隔较小时，信号之间容易产生交叉相位调制（cross-phase modulation, XPM）. 为此，我们通过实验对XPM 的频谱串扰进行观察，并验证了不同信道数目和不同信道间隔对XPM 的影响.

以3 个信道的传输系统为例，实验框图如图7 所示. 将工作波长为λ1和λ3的两个信道作为泵浦信道，由C 波段的可调半导体激光器（tunable semiconductor laser, LST）产生泵浦光.25 Gbit/s NRZ 信号分别通过2 个40 GHz 的MZM 实现电光转换，光耦合器（optical coupler,OC）将两个信道的光信号耦合在一起，并采用掺铒光纤放大器（erbium doped fiber amplifier,EDFA）将光信号放大至14 dBm. 将工作波长为λ2的激光器产生的连续光波（continuous wave, CW）作为探测光，其光功率为3 dBm. 泵浦光与探测光经过90:10 的光耦合器耦合后进行50 km 的单模光纤传输，入纤光功率为12 dBm. 为了更好地分析XPM串扰现象，在光纤传输前均使用保偏（polarization-maintaining, PM）的光纤和器件，如图7 中虚线框所示. 接收端的Waveshaper 滤出探测波λ2，并采用35 GHz 的PIN 接收信号. 将λ3固定为1 552.0 nm，当λ1= 1 550.4 nm 和λ2= 1 551.2 nm 时，波长间隔∆λ= 0.8 nm；当λ1=1 548.8 nm 和λ2=1 550.4 nm 时，波长间隔∆λ=1.6 nm. 2 个信道的传输系统与3 个信道的传输系统类似. 当信道数目为2 时，不同的信道间隔对XPM 频谱串扰的影响情况如图8(a)所示；当∆λ=0.8 nm 时，不同的信道数目对XPM 频谱串扰的影响情况如图8(b)所示. 由此可见，XPM 串扰随着信道间隔的减小或信道数目的增加变得更加严重.

图7 XPM 串扰实验框图Figure 7 XPM crosstalk experimental block diagram

3.6 低成本相干检测

3.6.1 基于注入锁定的准相干接收机

通过简化接收机的构造来实现低成本相干检测引起了广泛关注，包括基于2×2 耦合器的外差检测、基于3×3 耦合器的偏振分集接收[43]以及OLT 端的偏振加扰技术和Alamouti 编码技术等[44-45]. 文献[46]采用对相位不敏感的低复杂度外差相干检测，在C 波段中实现了单波长100 Gbit/s PAM4 TDM-PON 传输系统. 丹麦的Bifrost Communications 公司提出了一种简化的准相干接收机，只需要1 个偏振分束器和2 个传统的单端光探测器[47-48]. 我们在相干光OFDM-PON 系统中采用了准相干接收机，并通过注入锁定激光器（injection locking laser,ILL）对相位噪声进行抑制，从而简化了传统相干接收机的架构和DSP 算法.

图8 XPM 串扰的影响因素Figure 8 Influence factors of XPM crosstalk

注入锁定技术可以使本振激光器与信号光源具有相干性，从而抑制幅度噪声和相位噪声，且不需要频偏估计[49]. 在注入锁定状态下，从属激光器的输出波长与主控激光器相同，并对边模有抑制效果，如图9(a)所示. 因此，注入锁定可以为相干检测提供光谱足够纯净、功率足够大的本振信号. 在基于光梳状谱发生器的相干光OFDM-PON下行传输系统中，与将SOA 作为前置放大器的自相干接收相比，利用ILL 作为本振光源进行外差检测的接收灵敏度提高了2 dB，且系统接收性能与从属激光器固有线宽无关，如图9(b)所示[51]. 因此，在OLT 端采用窄线宽的下行调制光源，在ONU 端通过注入锁定激光器提供下行接收的本振光，同时提供窄线宽的上行信号光源，这能有效降低PON 双向系统的成本.

图9 基于梳状谱发生器和注入锁定激光器的相干光OFDM-PON 系统性能Figure 9 Performance of coherent optical OFDM-PON system based on optical frequency comb and ILL

为了进一步抑制注入锁定的残余光相位误差，在上述系统的基础上提出了一种联合运用光注入锁定、光锁相环和外反馈偏振跟踪技术的低成本准相干接收机结构，如图10 所示.OFC 产生16 个波长间隔为0.1 nm 的光波通过光分路器分开，其中λ1用作下行信号光，λ2用作注入锁定激光器的主控光和上行信号光. 保偏光分路器的一个输出信号进行注入锁定，比例积分控制器（proportional integral controller, PIC）将剩余相位误差反馈给ILL 以构成光锁相环路，消除相位噪声后的从属光由环路器的端口3 输出，以此作为相干接收的本振光.PM 光分路器的另一个输出信号经过光相移器，从而精确地消除PM 光分路器到90◦光混合器之间两路信号的光程差所带来的相位噪声. 准相干接收机由一个90◦光混合器和两个单端光探测器组成，并通过外反馈偏振跟踪器自动调整偏振态，使信号光与本振光的偏振态相匹配.超窄带通滤波器（bandpass filter, BPF）从光接收机的输出信号中提取外差接收的中频载波，最后通过下变频获得I、Q 两路基带信息. 与只采用光注入锁定的传统外差检测接收机相比，联合运用光注入锁定、光锁相环和外反馈偏振跟踪技术的准相干接收机能实现更优的灵敏度，且不需要采用平衡光探测器，大大降低了相干检测的复杂度.

图10 运用光注入锁定和光锁相环技术的低成本外差检测光接收机架构Figure 10 Low-cost heterodyne detection optical receiver architecture using optical injection locking and optical phase locked loop technology

3.6.2 相位噪声补偿算法

相干光OFDM 系统中激光器的线宽、光纤的非线性和色散等因素会引起严重的相位噪声，在一定程度上破坏了载波间的正交性，从而引起公共相位误差（common phase error,CPE）和载波间干扰（inter-carrier interference, ICI）. 近年来，对于公共相位噪声估计算法的研究已经趋于成熟，这种算法主要分为两类：基于导频和训练序列的相位补偿算法[52]与盲相位补偿算法[53]. 前者存在频带利用率低的缺点，而后者的算法复杂度非常高，所以针对两类算法的改进方案研究较为广泛[54].

为了降低传统盲相位补偿算法的复杂度，可以利用图像处理技术对公共相位噪声进行估计和补偿. 文献[55]提出了最小矩形框（minimum bounding box, MBB）算法，该方法采用图像倾斜检测技术有效地补偿了CPE引起的矩形星座旋转. 文献[56]提出了一种基于投影直方图（projection histogram, PH）的盲相位噪声补偿算法，该方法能够在降低复杂度的同时获得与盲相位搜索算法（blind phase search, BPS）相当的CPE 补偿效果. 为了进一步减少测试相位的数量，文献[57-58]提出了改进的二阶投影直方图（two-stage PH）算法. PH 算法的基本思路是将星座点看作图像中的黑像素点，并利用一系列均匀分布的测试相位将接收信号进行旋转，再将旋转后的星座图向实轴投影，最后以投影中心附近星座点最多时对应的测试相位作为估计相位. 在此基础上，二阶PH 算法首先以较大的测试相位步长值粗略估计出相位噪声范围，然后选取更小的角度作为第二阶测试相位步长，这样既能得到精确的相移值进行相位补偿，又能减少测试相位的数目，进一步降低算法的复杂度.

为了验证PH 算法的性能，采用了基于VPI 的相干光OFDM 仿真系统. 图11 给出了16-QAM 信号在光信噪比为30 dB 时经过PH 算法补偿前后的星座图和误码率性能. 在星座图中，一阶和二阶PH 算法的测试相位数目均为8，且二阶PH 算法中的第一阶和第二阶均使用4 个测试相位. 由此可见，补偿前的星座图成环状，无法清晰地分辨星座点. 经过PH 算法补偿后，星座点的发散程度受到抑制，且经过二阶PH 算法后的星座点更为收敛. 比较不同测试相位数目时两种算法的误码率性能可以知道：二阶PH 算法的误码率更低，且所需要的最优测试相位数目更少. 因此，二阶PH 算法不仅能获得更好的补偿效果，还能降低计算复杂度.

图11 一阶PH 和二阶PH 算法的星座图和BER 性能的比较Figure 11 Comparison of constellation diagram and BER performance of one-stage and two-stage PH algorithms

表4 列出了4 种常见公共相位噪声补偿算法的计算复杂度，包括盲相位搜索算法、最小矩形框算法、一阶投影直方图算法以及二阶投影直方图算法，其中N表示一个OFDM 符号中的样本数目. 以误码率为2.7×10−4时的测试相位数为例，PH 算法、BPS 算法以及MBB 算法均采用30 个测试相位，而二阶PH 算法采用16 个测试相位. 由此可见，PH 算法避免了BPS 中的距离计算，其乘法器和加法器更少，且不需要判决. PH 算法与MBB 算法的计算复杂度相当，PH 算法略优于MBB 算法. 二阶PH 算法将估计的过程分为两个阶段，可以采用更少的测试相位实现相近的估计性能，这样更易于硬件实现.

表4 不同公共相位噪声补偿算法的复杂度Table 4 Complexity of different common phase noise compensation algorithms

4 结语

本文介绍了PON 标准的演进和现状，分析了下一代高速PON 面临的挑战及成因. 根据亟待解决的问题重点阐释了物理层关键技术，并对我们的相关工作和研究成果进行综述. 虽然基于IM/DD 的TDM-PON 在传输速率进一步提高时难以满足原有的功率预算要求，但是先进的数字信号处理技术能在有效消除ISI 影响的同时结合高阶调制格式和光放大，使单波长速率超过100 Gbit/s 的高速PON 系统成为可能. 多波长复用已成为提高系统容量的重要方式，对非线性效应的补偿方案有待进一步研究. 此外，相干检测技术能大幅度提高接收灵敏度，通过对其架构和算法进行简化，低成本相干PON 将成为最有潜力的选择方案之一. 综上所述，寻求满足功率预算的低成本高容量物理层传输方案将是下一代PON 持续演进的核心主题.