信号/数据处理数字信道接收机中同时双信道选择与处理方法

谢煜晨 陈 威 徐 伟 李辰梓

(西安电子工程研究所 西安 710100)

0 引言

信息化作战背景下，战场的电磁环境日益复杂，电磁信号时域重叠的现象越来越严重。为适应战场复杂电磁环境，电子侦察接收机必须具备截获、分离和处理时域重叠信号的能力。解决该问题的主要方式是采用数字信道化接收机[1]，即利用滤波器组对接收信号在频域上进行信道划分，使时域重叠的信号分别落在不同信道，达到在频域进行区分的目的。

为了减少后续测量信号参数的计算量以及提高测量信号参数的精确度，在信道化后，要正确估计出接收信号属于哪个信道，进行信道选择。现有信道选择方法依据幅度最大原则，依次输出幅度最大和次大的信道，在信道模糊、跨信道情况下[2]，无法避免一个信号同时在相邻的两个信道输出，这不仅会影响对信号数目的判断，还占用其他信号的资源。信道合并[3]对可能出现信道模糊或者跨信道切割的几个相邻子信道进行信道合并，使得被模糊或切割的信号重新合并在一个信道内，但是其执行策略集中于信道结构，不仅增加了巨大的资源消耗，而且需要知道检测信号的先验信息。为此，本文提出一种信道选择方法，可以较为准确地分辨出单频信号的主信道和线性调频信号跨信道，使系统具备处理两个同时到达信号的能力。

1 概念内涵

数字信道化接收机具有处理多个同时到达信号的能力，在现代电子支援侦察系统中得到广泛应用。根据数字信道化接收机功能，将整体分为5个子模块，各模块划分及关系如图1所示。

图1 数字信道化接收机各功能模块划分

中频信号在经过AD采样、数字下变频后，进入数字信道化模块。数字信道化可解决在宽带数字系统中处理窄带信号的问题。目前常用的是基于多相结构的数字信道化接收机[4-5]，这种结构减少了硬件资源，可达到较高运算速度。

在传统的信道化结构中，第k个信道的输出为

(1)

其中，hLP(n)为N阶低通滤波器，D为抽取倍数，K为滤波器个数，D=K。

令xp(m)=x(mD-p),gp(m)=hLP(iK+p),p=0,1,2,…,K-1，则

(2)

(3)

根据式(3)得到多相滤波器的结构如图2所示。

图2 多相滤波器组结构的数字信道化接收机结构图

信道的分割依赖于滤波器组的排列，如果相邻滤波器完全不交叠，由于滤波器存在过渡带，滤波器间将形成盲区，若信号恰好落入盲区，则无法检测到该信号。为了消除接收盲区，相邻滤波器会有部分交叠。当信号落到交叠区域，相邻两个信道同时输出同一信号，从而产生虚假信号，造成信道模糊问题，如图3所示。当宽带信号落入滤波器的通带边缘时，会出现信号的跨信道问题，即在相邻信道中同时输出同一个信号的不同频谱，影响后续信号的参数测量，造成宽带信号无法融合。估计出接收信号属于哪个信道，则需要通过信道选择模块来实现。

图3 多相滤波器组排列

2 双信道选择算法

数据在完成数字信道化后，输出包含有I、Q分量的视频信号。双信道选择模块在接收到信道化输出后，通过提取每一时刻信道的幅度峰值，对峰值点进行排序，找到最高的两个峰值点，再将属于同一个信道的峰值点关联起来，就可以持续选出最有可能存在信号的两个信道。算法流程如图4所示。

图4 双信道选择流程图

2.1 峰值检测及排序

本文选择信道的标准是幅度极大原则，提取所有信道在时域的幅度峰值。峰值点的提取需要满足两个条件：一是高于所设定的固定幅度门限；二是高于同一时刻相邻两信道的幅度值。为抑制尖脉冲噪声的影响，对信道化后的数据进行滑窗累加，起到平滑的作用。采用公式(4)计算n时刻k信道输出的累加幅度Pk(n)为

(4)

其中，Ak(n)是n时刻k信道输出的幅度。

设信道化输出共有K个信道，信道编号为0至K-1，将n时刻K个信通的累加幅度放入深度为K的寄存器组中。从寄存器0地址启动，比较其幅度和周围2个数据幅度的大小，若大于周围2个数据的幅度，即为一个峰值点，记录当前峰值点的地址和幅度，寄存器地址向后扫描，重复以上操作。需要注意的是，当扫描开始时，左边的数据不能为空，0信道的数据要和K-1和1信道比较；扫描到末尾时，右边的数据不能为空，K-1信道的数据要和K-2和0信道比较。流程演示如图2所示。

图5 峰值检测流程图

当寄存器的地址全部扫描过后，得到J个峰值点，对这些峰值点进行排序。排序时，根据补码表示定点数的特点，先采用减法方式，取第j个峰值点Yj，j≤J，与其余各峰值点相减，各次相减所得差值的最高位之和就表示该峰值点在排序之后的位置。

2.2 信道关联

排序完成后，最大峰值点和次大峰值点所在信道就是最有可能存在信号的信道。提取出最大峰值点和次大峰值点信道作为待关联信道，根据当前信道输出1和信道输出2的状态，从待关联信道中选择信道输出。将第31信道作为信道输出1和信道输出2的默认输出信道，具体步骤如下所述：

1)判断信道输出1是否与最大峰值点信道相等，或者信道输出2是否与次大峰值点信道相等，若相等，跳转至2)，若不相等，跳转至3)；

2)信道输出1输出最大峰值点信道，信道输出2次大峰值点信道，跳转至4)；

3)信道输出1输出次大峰值点信道，信道输出2最大峰值点信道，跳转至4)；

4)重复1)操作。

信道输出1和信道输出2即为最终选择的最有可能存在信号的两个信道。

3 实验验证

设计对瞬时带宽为1 GHz的信号实现全概率接收，经过数字下变频后，输入信号频率范围为±500 MHz，采样率1.2 GHz，信道数为64，每个信道带宽为18.75 MHz。

设计主要完成以下功能：

1)实现最多2个同时到达信号接收的能力；

2)对信道模糊和跨信道的信号同时只输出一个信道。

3.1 多信号的截获能力验证

实验1：同时到达的两个不同频率、相同脉宽的等幅脉冲信号。

设计脉宽均为3 μs的信号，信号1的频率为1 MHz，信号2的频率为57.25 MHz。

分析信号1处于第0信道，信号2处于第3信道，都为信道中心偏离1 MHz。输出结果如图6所示。

从图6可以看出，信道选择分别输出信道0和信道3。信道0和信道3的信号到达时间均为1.02 μs，结束时间均为4.01 μs。两信号的脉宽为2.99 μs，与设定值相同。

图6 实验1输出结果

实验2：相继到达的三个不同频率、相同脉宽的等幅脉冲信号。

设计脉宽均为3 μs的信号，信号2比信号1延迟0.5 μs，信号3比信号2延迟0.5 μs，信号1的频率为1 MHz，信号2的频率为207.25 MHz，信号3的频率为507.25 MHz。

分析信号1处于第0信道，信号2处于第11信道，信号3处于第27信道，输出结果如图7所示。

图7 实验2输出结果

从图7可以看出，信道0的到达时间为1.02 μs，结束时间为4.01 μs，信道11的到达时间为1.53 μs，结束时间为4.51 μs，信道27的到达时间为4.03 μs，结束时间为5.02 μs。信道0和信道11的信号脉宽均为2.99 μs，与设定值相同；信道11相对信道0延迟0.51 μs，信道27相对信道0延迟3.01 μs，三个信号的时序关系符合设定。

3.2 信道化结果跨信道的情况

实验3：点频信号信道模糊。

设计位于信道0和信道1过渡带中间的点频信号，信号频率为9.375 MHz。该信号在Matlab仿真下信道输出如图8所示。从图8可以看出，信道0和信道1都有输出，且幅度相同，若以传统方式进行信道选择，会被认为是两个同时信号。

图8 信道化滤波后时频图

选择模块信道输出如图9所示，可以看到只输出信道0，不输出信道1，没有出现信道模糊问题。

图9 实验3输出结果

实验4：宽带信号跨信道。

设计带宽为40 MHz的线性调频信号。该信号在Matlab仿真下信道输出如图10所示。在图10中，0信道、1信道和2信道都有信号输出，且各信道信号在首尾处有部分重叠。

图10 信道化滤波后时频图

信道选择输出结果如图11所示。可以看出，最先输出的是0信道，然后依次是1信道、2信道。信道的输出时间具有连贯性，后续DSP可以根据到信号达时间进行线性调频信号的融合处理。

图11 实验4输出结果

从仿真结果中我们可以看出，线性调频信号不会同时输出多个信道，解决了跨信道的问题。

3.3 硬件实验验证

设计实验两个等幅、同时到达的脉冲信号(信道5、10)，结果如图12所示，正确输出5信道和10信道的信号。

图12 上板测试图

通过中频信号验证得到以下结论：

1)本方法在瞬时带宽内能检测到两个同时到达(或存在)的信号；

2)该处理机制对信道模糊和跨信道问题具备分辨其信道的能力。

4 结束语

数字信道化接收机具有处理多个同时到达信号的能力，在现代电子支援侦察系统中得到广泛应用。信道模糊、跨信道问题都给数字信道化接收机的信道选择带来了困难。本文基于现有的多相信道化侦察处理机制，提出了一种信道选择的方法，设计并仿真了不同条件下的信道输出，对工程中正在使用的某数字化信道接收机进行了改进，提高了数字信道化接收的后续处理能力和对复杂信号环境适应性能力。