静止轨道卫星通信链路的预算与分析

徐挺，兰海，张宏江

1. 老挝亚太卫星有限公司，万象 999012 2. 重庆两江卫星移动通信有限公司，重庆 401135 3. 中国运载火箭技术研究院，北京 100076

卫星通信作为无线通信的一种，广泛应用于广电、电信等领域，链路计算作为卫星通信的基础，保证了链路的可靠性和通信质量的稳定性。当前对于卫星通信链路的计算分析已有较多的研究，但大多都局限于理论，无法合理有效地应用于工程。在实际项目中，往往存在卫星公司和地面系统设计单位对卫星和地面设备的性能参数理解不到位的问题，产生较大误差的链路计算结果，造成巨大的地面设备投入成本，却无法保证可靠的链路质量。

因此，为了避免这种不必要的损失，需要使用一种合理有效并能结合实际的链路计算方法。本文对整条星地链路中存在的因素进行详细分析，根据不同的项目场景，对各类参数做出相应的配置，给出最合理的链路计算结果，从而选择最适合的设备和参数配置，降低成本投入并保证可靠的链路质量。

1 星地链路组成

1.1 链路组成

1条星地链路由3部分组成：上行发射站、通信卫星和下行接收站。上行发射站负责将信源信号以足够大的功率发射上星，通信卫星负责接收上行信号、功率放大、变频和下行转发；下行接收站负责接收下行信源信号并输出给信宿。星地通信链路分为2条：上行接收站与卫星间称为上行链路，卫星与下行接收站间称为下行链路，每条链路独立计算再综合分析，得出总的链路可用度[1]。星地链路组成如图1所示。

图1 星地链路组成Fig.1 Satellite-ground link composition

1.2 上行发射站性能参数

上行发射站由2部分组成：射频和基带。射频部分包括收发天线、高功率放大器HPA、低噪声放大器LNB。基带部分包括卫星调制器或Modem[2]。上行发射站设备组成如图2所示。

图2 上行发射站设备组成Fig.2 Uplink transmitting station composition

上行发射站发射能力用等效全向辐射功率EIRPes表示：

EIRPes=Gt+Pt-Lwg

式中：Gt为收发天线的发射增益值。Pt为功率放大器HPA的法兰口输出功率值，单载波时为避免HPA饱和工作，通常考虑0.5～1 dB功率回退，多载波时为避免载波间交调干扰和非线性失真，通常考虑3～6 dB功率回退。Lwg为HPA与天线馈源连接波导的损耗，包括插入损耗和传播损耗，通常插入损耗为0.1～0.2 dB，传播损耗为直波导0.05～0.15 dB/m，软波导C频段为0.2～0.3 dB/m，Ku频段为0.65～0.75 dB/m。

通常抛物面天线的增益值计算公式为：

式中：A为天线口径面积；D为天线主面直径；λ为信号波长，λ=c/f=(3×108)/f，c为电磁波空间传播速度，f为信号频率；η为天线效率，通常按C频段发射为65%，接收为70%，Ku频段发射为60%，接收为65%估算。

1.3 下行接收站性能参数

下行接收站由2部分组成：射频和基带。射频部分包括接收天线和低噪声放大器LNB。基带部分通常为卫星接收机或Modem[3]。下行接收站设备组成如图3所示。

图3 下行接收站设备组成Fig.3 Downlink receiving station composition

下行接收站接收能力用接收质量因数(G/Tes)表示：

(G/Tes)=Gr-[Ts]

式中：Gr为接收天线的接收增益，增益值计算公式同发射增益Gt。Ts为接收机输入口的系统等效噪声温度：

Ts=Tin+Tlnb+Tline/Glnb

式中：Tin为LNB输入端等效噪声温度。Tlnb为LNB自身噪声温度。Tline/Glnb为LNB与接收机间线路等效噪声温度，其中Tline为线路各级噪声之和，Glnb为LNB增益。由于LNB增益可达60 dB，因此后端各级噪声对整个系统的噪声温度影响很小，可忽略不计。

式中：Ta为天线噪声温度，包括空间和地面的热噪声，通常在俯仰角不低于15°的情况下，晴空天线噪声温度Ta<50 K。La为天线馈源与LNB连接损耗，Te为环境温度，通常取值290 K。连接损耗每增加0.1 dB，LNB等效噪声温度约提高7 K，通常将LNB与馈源口直接相连以减少损耗。

1.4 通信卫星性能参数

通信卫星通常由2部分组成：卫星平台和有效载荷。其中后者决定星地链路质量，其由通信天线和转发器组成。通信天线负责收发信号，转发器负责功率放大、变频和透明转发，转发器的数量直接决定了该卫星的最大通信容量。以目前主流的C频段和Ku频段转发器为例，其带宽通常为36 MHz或54 MHz，转发器间存在4 MHz或6 MHz的保护带宽以防止相邻信道干扰[4]。

通信卫星最重要的参数有3个：等效全向辐射功率EIRPsat、接收质量因数(G/T)sat以及饱和通量密度SFD，3个参数在卫星设计阶段就已确定[5]。

1.4.1 等效全向辐射功率EIRPsat

EIRPsat代表卫星的下行发射能力，其值越大越有利于地球站下行接收，但随覆盖区域往外而递减。通常频段越高，信号场强越大，但覆盖越小。图4为老挝一号卫星C频段EIRPsat覆盖图。

图4 老挝一号卫星C频段EIRPsat覆盖图Fig.4 LAOSAT-1 C band EIRPsat coverage

1.4.2 接收质量因数(G/T)sat

(G/T)sat代表卫星的上行接收能力，其值越大越有利于地球站上行发射，但随覆盖区域往外等高递减。通常频段越高，信号场强越大，但覆盖越小。图5为老挝一号卫星C频段(G/T)sat覆盖图。

图5 老挝一号卫星C频段(G/T)sat覆盖图Fig.5 LAOSAT-1 C band (G/T)sat coverage

1.4.3 饱和通量密度SFD

SFD表示上行信号将转发器输出功率推至饱和时，卫星天线口面所达到的通量密度。不同于EIRPsat和(G/T)sat，SFD值可通过调节转发器内部的可调衰减器的衰减档而改变。

SFD=-(C+Gtpe+(G/T)sat)

式中：C为计算常数，与(G/T)sat值在卫星设计阶段确定；Gtpe为转发器增益档，由衰减器决定[6]。

这里以老挝一号卫星为例，计算常数设计为70 dB，每个转发器的衰减档设计为0～31档，其中有效可调档位为0～23档，每档对应1 dB。因此，其SFD值的范围是-(70+(G/T)sat) ～-(93+(G/T)sat)。

以老挝首都万象为例，根据C频段(G/T)sat场强图可得其(G/T)sat值为1.5 dB/K，假设某转发器当前增益档为19 dB，此时该转发器的SFD值为：

SFD=-(70+19+1.5)dBW/m2=

-90.5 dBW/m2

增益档越高，SFD值越小，天线口面接收灵敏度越高，地球站所需上行功率越低，但上行链路质量也随之恶化，因此需要综合考虑选择合适档位。

2 信号处理过程

基带数字信号转换成射频载波信号需经过格式封装、信道编码、射频调制、载波成型4个步骤[7]。

2.1 格式封装

IP包封装成帧需要一部分封装开销，通常占比为2%～5% 。此外，不同厂家设备型号、不同通信体制，所需要的信令额外开销也不同，通常其占比为：单向广播<频分通信<时分通信。

2.2 信道编码

卫星通信通常采用前向纠错编码，其在数据包中附加纠错码，收端检测到误码会根据能力自动纠错，其占比越高则纠错能力越强，但频谱利用率越低。通常DVB-S体制采用RS码+卷积码，DVB-S2体制采用LDPC码+BCH码或Turbo码[8]。数据包的比特信息速率经信道编码成传输速率，即：

Rt=Rb×(1+OH)/FEC

式中：Rt为数据传输速率；Rb为数据信息速率；OH为封装开销；FEC为前向纠错编码率。

2.3 射频调制

为保证远距离稳定传输，基带信号需要通过载波调制将频谱迁移至高频段，同时将多个比特码映射到一个符号码中以提高频谱利用率。卫星通信通常采用相移键控调制PSK，通过相位改变来区分不同码元。不同调制方式和对应调制因子MI如下：BPSK为1，QPSK为2，8PSK为3，16APSK为4，32APSK为5。传输速率调制后求得符号码速率Rs：

Rs=Rt/MI

2.4 载波成型

符号码经过低通滤波器载波成型，由于实际不存在理想基带传输系统，为保证无码间串扰，对滤波器边沿缓慢下降为滚降。不同通信体制对应滚降系数α分别为：DVB-S对应0.35，DVB-S2可选0.2, 0.25或0.35。经低通滤波后，其载波占用带宽BWocp为：

BWocp=Rs×(1+α)

通常卫星公司会要求加一部分保护带宽，因此其分配带宽BWal为：

BWal=Rs×(1+α+0.05)

通常国际规定以误码率作为传输质量可靠性的链路标准。误码率达10-5以上可满足系统正常通信，达10-7以上可保证系统高质量通信，而影响误码率最重要的因素是载噪比。对于不同的通信体制，为保证误码率指标，载波解调所需载噪比门限值也不同。因此，星地链路计算的实质就是链路总载噪比[C/(N+I)]s与载波解调门限值Es/N0的比较，两者之差即为系统的门限余量，余量越高系统可用度越大，通信链路越稳定[9]。

目前主流DVB-S2通信体制下常用的编码调制方式所需解调门限值如表1所示。

表1 DVB-S2体制

此外，对于VSAT通信，不同厂家有各自的技术体制，尚无国际统一的标准，其编码调制所对应的Es/N0门限值和频谱效率也不同，需要根据具体产品确定。

3 链路计算过程

3.1 载波功率与回退

常规弯管式透明转发器通常采用行波管放大器TWTA作为功率放大模块，它是非线性器件，存在功率转移特性。当TWTA在线性区工作时，其输出功率随输入功率增大而线性增大；当功率上升至一定值后，进入非线性区，此时输出功率不再随输入功率增大而线性增大；当达到过饱和状态，输出功率随输入功率增大反而减少。

当一个转发器存在多个载波，若在非线性区工作，会导致载波间交调干扰，因此需将TWTA回退至线性区。传统TWTA从饱和点回退至线性区，通常需要输入功率回退IBO=8～10 dB，输出功率回退OBO=4～6 dB。目前主流转发器都装有线性化器，仅需输入功率回退5～6 dB，输出功率回退2～3 dB即进入线性区[10]。图6为功率转移特性曲线。

图6 功率转移特性曲线图Fig.6 Power transfer characteristic curves

以老挝一号卫星为例，一个C频段转发器总带宽36 MHz，总输出功率75 W。当一个36 MHz载波占满整转发器时，理论可占用其全部功率。通常会考虑输入功率回退1 dB，输出功率回退0.5 dB以避免长期饱和工作。而当存在多载波时，通常会考虑将输入功率回退5 dB，输出功率回退3dB以使在线性区工作，即相当于总有效输出功率为37.5 W。

3.2 上行链路计算

在多载波存在的情况下，根据功带平衡要求，上行一个带宽为BWc的载波至总带宽为BWtpe、总功率为Ptpe的转发器，载波输入功率回退IBOc为：

IBOc=IBOtpe+[BWtpe/BWc]

载波输出功率回退OBOc为：

OBOc=OBOtpe+[BWtpe/BWc]

该载波占用的转发器输出功率Pc为：

Pc=Ptpe- OBOc

该载波所需功率通量密度PFD为：

PFD=SFD-IBOc

PFD决定了发射站上行所需EIRPes，即：

EIRPes=PFD+[4πd2]

式中：d为空间传播距离。

确定EIRPes后，根据EIRPes=Gt+Pt-Lwg，就可以选择合适的天线尺寸和功放规格。

此时，卫星天线口面接收的上行功率Cu为：

Cu=EIRPes+Gsat-Lul-Lua-Lup-Lus

式中：Gsat为卫星通信天线增益；Lul为电磁波上行空间传播损耗，Lul=[(4πd/λ)2]，通常C频段约200 dB,Ku频段约207 dB；Lua为空间传播大气损耗，包括大气吸收、对流层闪烁、云雨雾损耗等，晴天时通常不超过0.2 dB[11]；Lup为发射天线对星指向误差，频率越高天线口径越大，Lup就越大，通常为0.3～1 dB；Lus为其他不确定因素损耗，通常为0.2 dB。

同时引入的上行链路热噪声功率Nu为：

Nu=K+[Tsat]+[Bn]

式中：K为玻尔兹曼常数，K≈-228.6 dBW/K；Tsat为卫星系统等效噪声温度；Bn为等效噪声带宽，对于PSK调制的载波，通常Bn=Rs。

因此，上行链路的载噪比[C/N]u为：

[C/N]u=Cu-Nu=EIRPes+(G/T)sat-Lul-Lua-Lup-Lus-K-[Bn]=PFD+[4πd2]+(G/T)sat-Lul-Lua-Lup-Lus-K-[Bn]=SFD-IBOc+(G/T)sat-[4π/λ2]-Lua-Lup-Lus-K-[Bn]

同时，上行链路还存在一些干扰[12]。通常有以下几类：

1)相邻信道干扰ACIu：当载波间间距足够时，则可忽略此干扰，按[C/ACI]u>35 dB考虑；

2)邻星干扰ASIu：若相邻轨位存在同频段卫星，本星可能会受到来自邻星地面发射站的上行信号干扰。若无同频邻星，则可忽略此干扰，按[C/ASI]u>40 dB考虑；

3)交叉极化干扰XPIu：若上行站收发天线极化角调整到位，按[C/XPI]u>27 dB考虑；

4)交调干扰IMes：若上行站功放工作在线性区，则可忽略此干扰，按[C/IM]es>40 dB考虑。

因此，总的上行干扰载噪比[C/I]u为：

加上各类上行干扰，求得上行链路总载噪比[C/(N+I)]u为：

3.3 下行链路计算

由于转发器饱和下行EIRPsat设计阶段已确定，而且下行链路的计算结果受上行链路的影响，因此根据上行链路计算，载波下行EIRPc为：

EIRPc=EIRPsat-OBOc

此时，地面天线口面接收的下行功率Cd为：

Cd=EIRPc+Ges-Ldl-Lda-Ldp-Lds

式中：Ges为下行站接收天线增益；Ldl为电磁波下行空间传播损耗，通常C频段195 dB、Ku频段205 dB；Lda为空间传播大气损耗，晴天时通常不超过0.2 dB；Ldp为考虑接收天线的对星指向误差，频率越高天线口径越大，Ldp也越大，通常为0.3～1 dB；Lds为其他不确定因素损耗，通常为0.2 dB。

同时引入的热噪声功率Nd为：

Nd=K+[Tes]+[Bn]

式中：Tes为下行站接收等效噪声温度。

因此，下行链路的载噪比为：

[C/N]d=Cd-Nd=EIRPc+(G/T)es-Ldl-Lda-Ldp-Lds-K-[Bn]=EIRPsat-OBOc+(G/T)es-Ldl-Lda-Ldp-Lds-K-[Bn]

同样，下行链路也存在一些干扰。通常有以下几类：

1)相邻信道干扰ACId：当载波间间距足够时，则可忽略此干扰，按[C/ACI]d>35 dB考虑；

2)邻星干扰ASId：若相邻轨位存在同频卫星，接收站可能受到邻星下行干扰。若无同频邻星，则可忽略此干扰，按[C/ASI]d>40 dB考虑；

3)交叉极化干扰XPId：若下行站接收天线极化角调整到位，按[C/XPI]d>27 dB考虑；

4)交调干扰IMsat：通常若转发器存在唯一载波， 则按[C/IM]sat=21 dB考虑；若转发器存在多个载波，则按[C/IM]sat=19 dB考虑。

因此，总的下行干扰载噪比[C/I]d为：

加上各类下行干扰，求得下行链路总载噪比[C/(N+I)]d为：

3.4 星地链路综合计算

通过上行链路和下行链路的独立计算，综合得出星地链路的理论总载噪比[C/(N+I)]s为：

此外，考虑系统不确定因素造成的载噪比恶化Lm，其值通常为0.5～1.5 dB；以及一些如载波叠加等技术带来的载噪比恶化Lt，其值通常低于0.5 dB。得出星地链路的净载噪比[C/(N+I)]s,net为：

[C/(N+I)]s,net=[C/(N+I)]s-Lm-Lt

星地链路的净载噪比体现为下行接收频谱中载波与噪声底的功率谱密度之比[13]。以老挝卫星地球站13 m天线接收的当地电视台4.5 m天线上行的C频段电视节目载波信号为例，如图7所示。

图7 载波频谱图Fig.7 Carrier spectrum

由图7可知，载波功率电平约为-63 dBm，噪声功率电平约为-78 dBm，两者之差可认为是载波的实际净载噪比，即：[C/(N+I)]s,net=15.03 dB。

再将净载噪比[C/(N+I)]s,net与载波解调门限值Es/N0比较，两者之差即为解调门限余量Ms：

Ms=[C/(N+I)]s,net-Es/N0

以图7为例，若载波采用DVB-S2体制，8PSK调制，3/4 FEC编码率，所需解调门限值为7.91 dB，则可求得载波的解调门限余量为7.12 dB。

最后，整条星地链路的最终计算结果体现在系统的总可用度上，不同频段和业务对可用度要求不同。通常广播业务要求C频段99.99%，Ku频段99.5%，通信业务要求C频段99.999%，Ku频段99.9%。

载波的解调门限余量与总可用度直接相关，通常采用ITU-R雨衰模型作为评估标准，以超过40年的全球降雨采集数据为基础，估算出地球站所在位置及信号频段对应的雨衰情况，从而估算出解调门限余量对应的总可用度，作为整条星地链路计算结果的最终体现[14]。

3.5 链路优化技术

根据以往项目经验，用户总希望以较低地面设备投入和转发器带宽实现较高频谱效率和系统总可用度，然而两者无法同时兼顾。高频谱利用率意味着需要更高的信道编码和调制方式，对应的解调门限更高，星地链路总载噪比要求也更高。因此，为提高链路频谱效率，用户需要在选择维持现有设备配置而牺牲系统总可用度和投入更高预算以提高地面设备配置间做出选择。然而由于工期与预算等原因，很多情况下老用户不愿意轻易更换通信天线和功放等设备。因此，可以从信号处理的角度考虑，通过一些新的卫星通信技术以优化整条星地链路。

目前已有不少厂家的基带设备可通过授权激活一些新功能以优化链路，包括上行功率控制UPC、自适应编码调制ACM、载波叠加对消CnC等。

1)UPC：Modem间通信，己方不间断监测对方持续反馈过来的链路情况，当接收值发生变化，己方Modem也相应的调整输出载波的电平值使上行功率增加以补偿变化量，使对方接收的系统门限余量保持不变。

2)ACM：Modem间通信，己方不间断监测对方持续反馈过来的链路情况，当接收值发生变化，己方Modem也相应地调整输出载波的编码调制方式和频谱效率，使对方接收的系统门限余量保持不变[15]。

3)CnC：Modem间通信，两个载波原本需要占用两段频率带宽，通过CnC技术可使其叠加在一起而节省一个载波的带宽。在接收端仅需牺牲约0.5 dB的链路损耗即可通过对消技术将载波分离解调。

3.6 CnC链路分析

由于载波叠加对消需要的Modem授权费非常高，因此目前该技术在国内使用较少，尚未有通用的链路计算方法。下面将以老挝卫星公司的项目经验为例对CnC链路做出分析，给出合理的计算方法。

通常，卫星公司会对每个转发器做出功率标定，以转发器线性回退3 dB后的功率谱密度线作为标定线。根据功带平衡，针对租赁带宽分配相应比例的转发器功率，超出部分则按照比例计算所对应的带宽进行收费。以一个36 MHz的转发器为例，若此时有载波A带宽12 MHz，载波B带宽6 MHz，共占用转发器带宽18 MHz，则其分配的总输出功率应在转发器线性回退3 dB基础上再回退3 dB，即共占整个转发器25%的总输出功率。

通常通信链路有2种场景，即:1)场景1，两载波都位于标定线处，常出现于上下行配置相似的两站点间通信的场景；2)场景2，一个载波位于或高于标定线处，另一载波低于标定线处，常出现于中大型关口站与远端小型站通信的场景。

(1)场景1

对于场景1，采用CnC技术前，载波A需要的功率回退量为7.8 dB，功率占比为16.66%；载波B需要的功率回退量为10.8 dB，功率占比为8.33%；功率总回退量为6 dB，功率总占比为25%。采用CnC技术后，带宽节省6 MHz，但两个载波合成为一个载波，功率占比还是25%，相当于等效带宽还是18 MHz，显然是不合理的。场景1的载波图样如图8所示。

图8 场景1载波图样Fig.8 Scenario 1 carrier pattern

因此，为满足功带平衡要求，需要控制两载波总功率占比在16.66%以内。按带宽比例计算，载波A功率占比为11.11%，对应的功率回退量为9.55 dB；载波B功率占比为5.55%，对应的功率回退量为12.55 dB。此场景中，采用CnC技术，节省了6 MHz带宽，但需要的功率回退量多了1.75 dB，加上0.5 dB载波对消损耗，共造成2.25 dB接收余量损失。回退后载波图样如图9所示。

图9 回退后场景1载波图样Fig.9 Scenario 1 carrier after backoff

(2)场景2

对于场景2，有两种情况：

1)场景2-1，两载波总功率占比≤16.66%；

2)场景2-2，两载波总功率占比为16.66%～25%。

场景2-1中，采用CnC技术后，两个载波合成为一个载波，总功率占比≤16.66%，相当于等效带宽≤12 MHz，符合功带平衡要求，无需再进行功率回退。场景2-1的载波图样如图10所示。

图10 场景2-1载波图样Fig.10 Scenario 2-1 carrier pattern

场景2-2中，采用CnC技术后，两个载波合成为一个载波，两载波总功率占比为16.66%～25%，相当于等效带宽为12～18 MHz，不符合功带平衡要求。场景2-2的载波图样如图11所示。

此时，为满足功带平衡要求，需要计算载波A和载波B各自的功率占比，根据实际的业务情况按相应比例将超出部分进行各自的功率回退，控制两载波总功率占比在16.66%以内。此场景中，采用CnC技术，节省了6 MHz带宽，但同样需要功率回退，加上0.5 dB载波对消损耗，造成一定的接收余量损失。回退后载波图样如图12所示。

图12 回退后场景2-2载波图样Fig.12 Scenario 2-2 carrier after backoff

对于造成的接收余量损失，需要两方采用更大的口径天线或调整编码调制方式以降低解调门限，频谱效率也随之降低。因此，从实际应用角度考虑，CnC技术并非完美的，它所能带来成本效益是有限的，也非常考验星地链路计算。同时，CnC技术的使用需要结合实际业务情况进行取舍，而非随意进行功率回退，影响通信链路质量[16]。

4 工程案例

假设，位于老挝首都万象的上行站需要发射一个3.5 Mbit/s的节目给位于北京的下行站接收，通过老挝一号卫星转发。其中，载波为C频段，上行6.65 GHz，下行3.55 GHz，采用DVB-S2通信体制，8PSK调制方式， 3/4 FEC编码率。此外，转发器当前增益档为19档，上行站天线口径1.8 m，功放规格20 W，下行站天线口径3.2 m，求系统可达的总余量和总可用度。

解析：首先，根据载波速率和调制编码方式可求得载波分配带宽，即：

符号速率Rs=3.5×(1+2%)/[3×(3/4)]≈1.6 Msym/s

分配带宽BWal=1.6×(1+0.2+0.05)=2 MHz

根据功带平衡，载波需要的功率回退为：

OBOc=10lg(36/2)+3=15.55 dB

IBOc=10lg(36/2)+6=18.55 dB

卫星在万象的G/T值为1.5 dB/K，当前对应的SFD值为-90.5 dBW/m2，载波对应的PFD值为-109.05 dBW/m2。求得地面站上行所需EIRPes为：

EIRPes=PFD+ [4πd2] ≈ 54 dBW

=39.75+13-0.5-1=51.25 dBW

预估天线对星误差0.3 dB，其他不确定损耗0.2 dB，因此可求得上行[C/N]u为：

理论预估总的上行[C/I]u为22.8 dB，根据：

求得[C/(N+I)]u=17 dB。

由于上行实际EIRP比理论低了2.75 dB，载波输出回退也相应低2.75 dB，即：OBOc=18.3 dB。

卫星在北京的EIRP场强为40 dBW，功率回退后可得载波EIRPc为：

EIRPc=EIRPsat-OBOc=40-18.3=21.7 dBW

预估系统总噪声为75 K，接收天线效率为65%，则可求得下行接收(G/T)es值为：

(G/T)es=Gr- [Ts]=

39.6-10lg75=21 dB/K

预估天线对星误差0.5 dB，其他不确定损耗0.2 dB，因此可求得下行[C/N]d为：

[C/N]d=EIRPc+(G/T)es-Ldl-Lda-Ldp-Lds-K-[Bn] =21.7+21-195-0.2-0.5-0.2-(-228.6)- 10lg(1.6×106)≈13.4 dB

按照设计指标，多载波下转发器预估[C/IM]sat=19 dB，理论预估总的下行[C/I]d为17.5 dB，根据：

求得[C/(N+I)]d=12 dB。

求得星地链路总[C/(N+I)]s=10.81 dB。

DVB-S2通信体制，8PSK调制方式， 3/4 FEC编码率对应的解调门限值为7.91 dB，另考虑0.5 dB的不可预见性损耗，因此可求得系统门限余量为：

Ms=[C/(N+I)]s,net-Es/N0=10.81-0.5-7.91=2.4 dB

根据ITU-R雨衰模型，得出万象与北京间星地链路的2.4 dB系统门限余量对应的系统总可用度为99.99%，即为一条星地链路的最终结果体现。

需要注意的是，该链路条件下载波尚有2.75 dB的转发器应分配的输出功率未利用，若通过增大天线口径或更换更大功率功放的方式提高上行能力，充分利用转发器分配的输出功率，可更有利于下行接收及提高频谱利用率。

5 结束语

对于卫星通信链路，需要考虑以合理的成本投入实现高效稳定的通信质量，而星地链路计算结果虽然与实际情况存在一定误差，但可以作为一个有效参考。保守的计算结果虽能保证足够的系统余量，但会增加成本投入；而开放的计算结果虽能节省成本投入，但可能造成系统余量不及预期。同时，链路计算还需要考虑很多技术外的因素，还要根据用户的实际情况和应用场景综合分析，给用户提供最合理的设计方式。总的来说，链路计算没有最完美的，只有最合适的。

在链路计算过程中，有很多处斗涉及到幅值与真值之间的数值转换，例如在计算C/(N+I)时需要先将C/N和C/I的幅值转换成真值，数学运算后得出的真值结果再转换为幅值，从而得出C/(N+I)的dB值。通常遵守的规律是涉及乘除的都用真值运算。

本文通过理论和实际相结合，既解释了星地链路的原理，又以工程案例给出了计算方法，还对国内使用较少的CnC特殊链路进行了分析，具有一定行业参考价值。需要注意的是，本文是针对静止轨道透明转发通信卫星的链路计算，如果是再生式或带有星上处理能力的转发器，则需进行不同的分析。此外，随着卫星通信技术的快速发展，不断涌现出如高通量卫星、中低轨通信卫星、星座组网、波束复用等新技术，星地链路的计算与分析也需要根据不同场景和技术作相应的调整和优化。