一种基于间歇采样的脉间点积干扰方法

黄金刚，甄晓鹏，刘 俊

（中国航天科工集团8511研究所，江苏南京210007）

0 引言

目前，LFM雷达以其优异的距离分辨力、良好的抗噪声干扰和欺骗干扰性能[1]，被世界AN/APY-1、AN/SPQ-9等多种雷达采用。对采用LFM信号雷达的干扰方法研究成为电子对抗领域的研究热点，其中被广泛研究及采用的基于收发分时体制的间歇采样转发干扰，因巧妙利用了LFM信号的距离-多普勒耦合特性，具有实时性高、假目标逼真、易于工程实现等诸多优点[2-3]；而对于调频斜率较大的带宽雷达，由于技术条件的限制，间歇采样周期不可能无穷大，此时该方法也存在着无法形成导前假目标等不足。对于自卫式压制干扰而言，该方法也无法将能量有效地分散在目标附近以抬高雷达CFAR门限。大调频斜率LFM雷达实现自卫式压制干扰，成为亟待解决的问题。

本文基于上述情况，分析了间歇采样转发干扰原理，提出了一种基于间歇采样转发的脉间点积干扰方法，仿真分析表明该方法无需重频预测、计算量小，相比于直接间歇采样转发及增加了多普勒噪声调制的间歇采样转发干扰，其干扰效果明显，是一种颇具潜力的新型干扰方法。

1 间歇采样转发干扰

1.1 间歇采样转发干扰原理

间歇采样转发干扰应用收发分时体制天线，采用DRFM技术对捕获的雷达探测信号高保真地采样（满足奈奎斯特速率）其中一小段后随即进行转发处理，以达到对雷达相干干扰的目的[4]。间歇采样转发干扰对雷达信号的分时处理过程如图1所示。

1.2 针对LFM信号的间歇采样转发处理分析

假设LFM信号x(t)的频谱为：

图1 间歇采样转发干扰对雷达信号的分时处理过程

式中，T为脉冲宽度，K为信号调频斜率K=B/T，B为信号带宽。

对x(t)进行间歇采样（间歇采样周期为T s，间歇采样频率为fs），得到信号x s(t)，其频谱为叶级数系数，分量信号x sn(t)通过匹配滤波器后的输出为：

式中，τ为间歇采样周期内接收时的采样时间，对于占空比为1/2时，其等于间歇周期内的干扰发射时间，τd为雷达回波固定路径延时，在不影响结果的情况下，可令τd=0。

x s(t)经过匹配滤波器后的输出为：

n的取值范围为 -N p＜n＜N p，其中N p=B/fs。ysn(t)在t=τ+τd-nfs/K时刻达到峰值点，峰值为K(BT)1/2

(1-|n|fs/B)。其中0阶信号始终滞后于目标回波信号时间τ，高阶假目标（主要考虑±1阶假目标）位置主要由间歇采样频率fs及调频斜率K决定。

可见，由于技术条件的限制，在一定的间歇采样频率fs下，LFM信号调频斜率K越大，±1阶假目标相对主假目标距离越小，在一定条件将无法将干扰能量置于目标回波附近的雷达CFAR检测单元内，即无法形成自卫式压制干扰。

2 基于间歇采样的脉间点积干扰

2.1 干扰原理

基于间歇采样的脉间点积干扰以间歇采样转发干扰为基础，将前一脉冲间歇采样结果进行无失真保存，在下一脉冲到来时将第一个间歇采样周期内的采样样本与前一脉冲对应第二间歇采样周期内采样样本进行乘积、拟合插值（2分频）运算，取运算结果的前一半数据作为干扰数据，干扰数据长度与对应间歇周期内的干扰发射时间相等，并于本间歇采样周期的发射时间内将干扰放大、转发，依次类推直至本脉冲结束，在后续脉冲到来时重复上述过程，其分时处理过程如图2所示。

图2 基于间歇采样转发的脉间点积干扰分时处理过程

2.2 干扰数学建模

对应于式(1)的线性调频信号，设干扰机间歇采样周期内对雷达信号的无失真采样频率为f0，无失真采样间隔为T0，对该雷达脉冲的第n个干扰子脉冲采样结果可以表示为：

假设雷达各脉冲调制方式及调频斜率相同，由于要将第n个干扰子脉冲与前一相邻重周采样存储的对应第n+1个干扰子脉冲进行前沿对齐相乘，故此处可将该前一相邻重周第n+1个干扰子脉冲表示为：

式中，ψ为雷达信号相邻脉冲间初始相位差值。

式中，1≤n≤N-1且nT s≤mT0≤nT s+τ。

在当前脉冲本（第n个）间歇周期内干扰时间段内原雷达信号调频斜率为K，信号可表示为：

对比以上式(6)～(7)，可见相乘处理后的信号与真实雷达信号相差两倍频率、一个固定相位差3/4T2s及一个幅度系数τ-1/2。运用拟合插值技术，对x j(mT0)序列进行两倍插值拟合，取前半段数据（保证数据长度拟合前后一致），经低通滤波后可得：

式中，1≤n≤N且nT s≤t≤nT s+τ，φ为非理想滤波带来的相位误差。

可见，干扰信号x j2(t)调频斜率由K变为K/2，幅值由τ-1/2变为τ-1，由于调频斜率的改变，在τ时间内干扰信号带宽变为原信号一半。

3 仿真实验与结果分析

设定仿真参数：设LFM雷达信号载频1000 MHz，干扰机中频频率100 MHz，干扰机无失真间歇采样频率为500 MHz，间歇采样周期为6μs，占空比为1/2，脉宽为50μs，带宽为1 MHz、10 MHz时，仿真结果如下。

1）间歇采样干扰效果仿真

由图3可见，直接间歇采样在给定条件下对带宽为 1 MHz（调频斜率为 0.02 MHz/μs）的信号，如图 3(a)所示，可以对真实目标形成有效压制；而对带宽为10 MHz（调频斜率为 0.2 MHz/μs）的 LFM 信号，如图 3(b)所示，则未形成压制效果，且主假目标（450 m处）与±1阶的高阶假目标均位于真实目标之后，验证了本文第一节的结论，即在一定的间歇采样频率f s下，对于调频斜率K较大LFM信号，间歇采样转发干扰将无法形成自卫式压制干扰。

2）附加多普勒噪声调制的间歇采样干扰效果仿真

本仿真中梳状谱调制的梳状间隔200 kHz，梳妆个数8，驻留时间1μs。由图4（a）可以看出，对调频斜率为0.02 MHz/μs的LFM信号，在附加多普勒噪声调频的间歇采样干扰情况下，CFAR检测门限仅高于目标约0.7 dB；而在图4（b）中，对调频斜率为0.2 MHz/μs的LFM信号，在目标附近CFAR门限低于目标幅值约2.4 d B，未能实现目标对雷达的自卫式压制干扰。

图3 间歇采样干扰效果仿真

图4 附加多普勒噪声调制的间歇采样干扰效果仿真

3）基于间歇采样脉间点积干扰效果仿真

由图5可以看出，基于间歇采样转发的脉间点积干扰在相同干信比等条件下，对调频斜率为0.02 MHz/μs（带宽 1 MHz）及 0.2 MHz/μs（带宽 10 MHz）的LFM信号，CFAR门限分别高于目标5.3 dB、6.0 dB，均形成了较好的压制效果。相比于间歇采样直接转发，本干扰样式干扰信号脉压结果更集中在目标附近（主峰值位于97.8 m处）；相比于普遍采用的增加了梳状谱调制的间歇采样转发干扰，本干扰样式干扰信号脉压之后能量更集中（300 m范围内），所获得的干扰得益更大。

图5 基于间歇采样脉间点积干扰仿真

4 结束语

本文以间歇采样转发干扰为基础，提出了基于间歇采样转发的脉间点积干扰方法，推导并分析了其干扰的时频特性。仿真结果对比表明，该方法可以实现目标对雷达的自卫式压制干扰，相比于间歇采样直接转发，该干扰样式对大调频斜率信号更具适应性；相比于附加多普勒噪声调频的间歇采样转发干扰，该干扰样式所需的干信比更小；且该干扰样式具有无需测量调频斜率K及重频预测等优点，是一种颇具潜力的新型干扰方法。