低功耗高性能的全MOS电压基准源设计*

仲召扬，李 严

（北京信息科技大学理学院，北京100192）

1 引言

目前市场上比较流行的便携式、可穿戴式电子产品都需要低功耗做支持，所以电源管理芯片的研究成为了关键。电源管理芯片由多个模块构成，这些模块有一个共同点——都包含基础模块，如低压差线性稳压源（LDO）、模数转换器（ADC）、数模转换器（DAC）等。而基准源的主要作用就是为这些模块提供参考和对比电压或者电流。尤其是在模数转换电路中，基准源更是有着举足轻重的作用，其温度稳系数和电源电压抑制比的高低决定着模数转换器的精度好坏[1]。

然而，传统的双极型晶体管和电阻构成的带隙基准源已经逐渐无法满足要求。以MOS管为主要器件的基准源，具有低输出电压、低功耗和面积小的优点，已成为优先选择。

在此，利用Vth-VT温度补偿（热电压VT与温度成正相关，阈值电压Vth与温度成负相关）的原理，实现与温度和电源电压无关的带隙基准。采用共源共栅结构来增大PSRR，增强抗噪声性能；使用MOS管代替了电阻，约去了输出电压表达式的载流子偏移率，增强了温度特性；使用基本全亚阈值MOS管的结构，造就了该结构的超低功耗性能。

2 亚阈值CMOS基准源

一般认为，当栅源电压（VGS）大于阈值电压（VTH）时，MOS管开启，反之，MOS管截止。但实际上，在VGS小于VTH的一定范围内（通常约为0.2～0.4V），MOS管的源漏间会有一个非常小的电流。这个漏电流本质上是一种扩散电流，这是一个有别于开启和截止的特殊的状态——亚阈值状态。这种工作状态下的MOS管与双极型晶体管类似，源漏电流与栅源电压呈指数关系。

亚阈值状态下的漏电流公式如下：

其中，μ是载流子迁移率，m是亚阈值修正系数，Cox是栅极氧化层单位面积电容，VT是热电压（室温下约为26 mV）。根据式(1)，亚阈值电流ID_sub和栅源电压VGS之间为指数关系。但基本上在所有情况下，VDS都远大于VT，从而 1-exp(-VDS/VT)≈1，式(1)可简化为：

通过对式(2)移项处理，可以得到栅源电压VGS的表达式：

而VT和VTH分别与温度成正相关和负相关，所以，通过调整宽长比就可以得到与温度无关的电压VGS。但是，可调的宽长比在对数里，需要调整的范围较大，通过一个MOS管是无法得到的。通过VGS的差值可以将其分配到多个MOS管上，如下式：

其中，K1和K2是MOS管的宽长比。令输出电压为n个ΔVGS与VGS的和，即可得到与温度无关的电压。

3 基准电压源电路设计

图1为本次设计的基准电压源的整体电路图，可见其由共源共栅电流源电路、温度补偿电路和启动电路构成。M8、M9、M10、M11、M17、M18、M29 和M30为共源共栅电流源电路，M0～M6为温度补偿电路，M13～M16和 MS为启动电路，M19～M28为偏置电路。

图1 所设计基准电压源的完整电路图

3.1 共源共栅电流源电路设计

在实际应用中，电流源电路会受到很多因素的影响，尤其是沟道长度调制效应，造成其输出电阻无法达到理论上的无穷大，对电路的PSRR和线性调整率的影响较大。对此，可采用共源共栅结构，来克服沟道长度调制效应。

在图1所示电路中，M9工作在深线性区，M12工作在工作饱和区并为M9提供偏置电压，其他MOS管均工作在亚阈值区。

通过M7来确定电流值的大小，并且令M7处于深线性区，VDS接近于0，由漏电流公式可得：

令M12处于饱和区，设 M19和M18的宽长比的比值为M，即I7=MI12，由于M7、M12栅端连接在一起，栅源电压相等，并且宽长比相等，则可得：

根据亚阈值漏电流公式可得：

因此，M5的漏源端电压VDS为：

将式(8)带入式(6)得：

根据式(9)以及载流子迁移率与热电压的温度关系，该电流和温度有微弱的关系，可以将其忽略。

3.2 温度补偿电路设计

根据上述亚阈值电压源原理的分析可知，理论上可以通过适当的调节MOS管的宽长比来得到与温度无关的VGS。但是，实际上单个MOS管是无法达到这么大的宽长比，所以须通过多个栅源电压的差值和一个栅源电压串联来获得[2]。

由电压关系可以得知，M6、M0、M1和 M2管的电流IDS分别为IP、2IP、3IP和 4IP，基准电压VREF为：

通过亚阈值漏电流公式，可以求得IP的表达式，忽略μ的温度特性，忽略衬偏效应，最终可得：

VT与温度成正相关，VTH与温度成负相关，而VREF是这两个电压的线性相加，显然，只要合理地设计管子的宽长比K0～K6，就可以得到基本和温度无关的基准输出电压。

对式(11)两边同时对温度求偏导，得到基准输出电压的温度系数：

令式(12)为0，即可得到与温度无关的基准电压。

3.3 启动电路设计

在各类的偏置电路中，“简并”点的存在可能会使电流源电流无法正常工作。在设计启动电路时有以下两个原则：

①电源上电时，启动电路向核心电路输入启动电流，克服“0”简并点，使核心电路进入正常的工作状态；

②启动电路绝对不能对核心工作电路产生影响，即启动电路不能对核心工作电路产生输出，最好是启动电路在电路开启后能够不产生功耗[3-4]。

如图2，是一个对经典启动电路的改进版本，略有不同的地方就是此处将一个NMOS管源漏短接当作电容使用。M1和M3是一个反相器，当电路进入正常工作状态时，把M2的栅极与地接通，其便进入截止区，隔离启动电路对核心电路的影响。该启动电路与其他的启动电路相比，会略微提高总体电路的电源电压抑制比。M0的栅极与地相连，将其等效为一个电阻，与等效为电容的M4构成了充电电路。当给电源上电时，等效电容M4等于断路M0的漏端等于VDD，所以M3截止M1和M2导通，M1的漏电流通过M2源端进入到基准电路，给基准电路输入电流，消除“0”简并点。电容充电完成后，M1和M3组成的反相器，把截止的M2源极短路到地，从而启动电路和核心电路基本完全脱离。

图2 改进的启动电路示意图

4 版图设计及电路后仿真

基于SMIC0.18μm CMOS工艺，进行了设计、版图绘制、和前、后仿真。如图3所示为本基准源的版图设计。

图3 所设计电路的版图

在-50～100℃温度范围内，输出电压温度特性的后仿真结果如图4所示，温度变化值为3.5mV，温度系数为39ppm/℃。

在常温（25℃）下，图5为静态电流温度特性的后仿真结果，其静态电流为113.8nA，电路功耗仅为204.84nW，基准输出电压为596.9mV。

图6为基准源电压调整率的后仿真结果，电源电压范围为1.1～3.0V时，电源电压的线性调整率为0.05%。

图7为基准源的PSRR的后仿真结果，当噪声为100Hz时的电源电压抑制比为64.17dB，1kHz时为44.26dB。

本设计仿真后的各项参数与其他文献设计的基准源电路性能对比如表1所示。

图4 基准输出电压温度特性曲线

图5 基准静态电流温度特性曲线

图6 电压调整率仿真曲线

图7 电源电压抑制比曲线

表1 本设计改进基准源与其他基准源的对比

5 结束语

本次设计的基准源电路在线性调整率和静态功耗方面具有很明显的优势；温度系数只比文献[6]略高，但是这对于结构简单的一阶补偿方法来说，已经是很好的结果；对比文献中的PSRR都较高，差距不大，都具有较好的抗电源噪声能力。可见，所设计的基准电压源，可以做到低温度系数、低线性调整率、高PSRR和低功耗，可以适应便携式、可穿戴式电子产品的使用。