储能系统后级隔离变换器移相全桥与LLC谐振损耗分析

李恒阳，梁仕斌，耿向瑾，崔海波，靳会宁，周成建

（云南电力试验研究院（集团）有限公司，昆明 650217）

0 前言

近年来，开发及利用新能源受到了广泛关注，与新能源相关的产业迅速发展[1]。然而，由于新能源发电的间歇性和不稳定性，其在电网中所占比例高，会导致供电与负荷时空分布不匹配等问题，会影响电力系统的稳定性[2]。随着电力电子技术和电池技术的发展，储能成为解决这一问题的有效途径。从某种意义上说，储能技术的应用将决定新能源的发展水平。

关于储能系统的众多评价指标中最重要之一就是电池的充放电效率，如何将充电电源设计得高效，节能及大功率已成为储能行业的技术难点。电池储能系统中的PCS 结构通常分为一级功率变换的DC/AC 结构，和两级变换的DC/DC 与DC/AC 变流器结构[3]。

在两级DC/DC 与DC/AC 功率变换的变流器基础上，研究人员对器材损耗分析进行了一些研究。有学者提出基于全网功率成比例分配原则的双向AC/DC 换流器外环功率控制策略,实现孤立混合微电网的功率平衡和自主分配[4]；为了反映储能损耗的非线性特性,相关研究提出一种储能损耗成本积分计算模型[5]；对双有源桥DC-DC 变换器系统中的各部分损耗进行建模,并依据此模型,以提升效率为目标,对DC-DC 系统进行优化设计[6]。现有的关于储能电站直流充电系统损耗分析计算的相关研究，主要还是侧重于关于功率器件或是某种单级变换器的损耗，并没有从理论上针对整个充电系统进行能量转换效率的分析，本文主要针对直流充电系统提高能量转换效率，分别对移相全桥DC/DC 变换器与LLC谐振变换器两者的损耗进行了分析比对。

1 功率变换构架

1.1 直接DC/AC功率变换结构

直接功率变换的DC/AC 环节的PCS 拓扑结构如图1 所示，该功率构架中仅包含一级功率变换，储能系统中经过串并联后的电池组，直接连接DC /AC 的直流端。

图1 直接DC/AC一级功率变换构架

该结构主要优点是结构简单，能量转换效率高。但存在明显的缺点，主要是能量转换密度低，设备体积大，制造成本高；需要在直流侧进行大规模的串联来维持直流母线的较高电压；发生在电网侧的短路故障可能导致PCS 直流侧产生短时的较大电流从而冲击电池系统[7]。

1.2 两级DC/DC与DC/AC功率变换结构

在当前的储能系统构架方案中，电池储能系统中最常见的PCS 结构为包含两级变换的DC/DC 与DC/AC 环节的变流器结构[8]。如图2 所示是一种储能系统的硬件电路方案，储能系统通过交流断路器与本地负荷相连，PCS 通过d/Yn11 型号的隔离变压器与交流断路器相连，PCS 采用三相三桥臂两电平拓扑结构，其中PCS 的交流滤波器部分可以采用LCL 型滤波器。PCS 直流侧母线接有若干DC/DC 变换器，直流滤波器采用LC 滤波器。配电网通过静态开关为本地负荷供电，当配电网发生故障后，静态开关可以快速断开，从而让储能系统进行应急供电。

这种含DC/DC 和DC/AC 环节的PCS 拓扑结构的主要优点是适应性强，可实现对多串并联的电池模块的充放电管理；由于DC/DC 环节可实现直流电压的升降，使得储能电池的容量配置更加灵活；适于配合风电、光伏等间歇性、波动性比较强的分布式电源的接入，抑制其直接并网可能带来电压波动。但其存在主要缺点是由于存在DC/DC 环节，使得整个PCS 系统的能量转换效率有所降低；大容量PCS 的DC/DC 与DC/AC 环节的开关频率、容量及协调配合关系复杂。

2 移相全桥DC/DC与LLC谐振损耗分析

在两级式结构充电电源的后级隔离式DC/DC 变换器中，目前最为常见的便是移相全桥DC/DC 变换器与LLC 谐振变换器。它们都可在全负载范围或部分负载范围内实现变换器的ZVS 零电压软开通。

2.1 移相全桥DC/DC变换器

2.1.1 DC/DC变换器拓扑结构

移相全桥DC/DC 变换器则如图3 所示，这里主要实现对输出大小的调节来得到期望的输出电压或电流。在移相全桥结构中，四个功率开关管Q1、Q2、Q3、Q4均是采用功率MOSFET器件，输出侧四个整流二极管D5、D6、D7、D8为快恢复二极管，变压器T为高频变压，L、C分别为输出滤波器电感和电容。

图3 移相全桥DC/DC变换器拓扑图

2.1.2 DC/DC变换器开关管及二极管损耗

根据以上对Vienna 整流器的开关管和二极管损耗的计算方法，同样对后级移相全桥DC/DC 变换器损耗进行相应地计算。

该部分四个开关管的导通损耗为：

在移相全桥控制方式下，由于超前桥臂能够实现零电压开通，滞后桥臂能够实现零电流关断，因此计算开关损耗时应该减半。

根据以上电流平均值和有效值可以计算得到输出整流二极管的导通损耗为：

同理，二极管的反向恢复损耗计算式为：

针对以上计算结果，对该充电电源在输出电压为750 V、输出电流为20 A 的静态工作点的损耗分布情况统计如表1 所示。

表1 DC/DC器件损耗分布统计

2.1.3 移相全桥DC/DC变换器的损耗分析

移相全桥是利用超前桥臂与滞后桥臂的移相角度来实现能量传递的，在超前桥臂导通时，变压器原边电流大，此时实现ZVS 的能量是谐振电感Lr 加上输出电感L 的能量，因此超前桥臂比较容易实现ZVS。而对于滞后桥臂来说，滞后桥臂要实现ZVS 则比较困难，因为在滞后桥臂开关过程中，变压器副边是短路的，此时用来实现ZVS 的能量只是谐振电感中的能量，因此滞后桥臂一般在轻载到中载时候较难实现ZVS 开关，假如要实现ZVS 需要更大Lr 电感，而增大Lr 又会造成副边占空比丢失更加严重，同时引起更大电感Lr 损耗。另一方面，移相全桥每一个开关管都是在峰值电流下硬关断，这会引起较大开关损耗和MOSFET 温度升高等问题，而且输出侧二极管存在反向恢复损耗。总的说来移相全桥的损耗从理论上分析是要比LLC 谐振变换器大。

2.2 LLC谐振变换器

2.2.1 LLC谐振变换器拓扑结构

LLC 谐振变换器结构拓扑图如图4 所示，其输出侧由于励磁电感的滤波作用而不再需要额外地添加滤波电感，但在其变压器的原边多了谐振电容与电感[9]。

图4 LLC谐振变换器拓扑图

2.2.2 LLC谐振变换器的损耗和效率

LLC 谐振电路是利用脉冲频率调制(PFM)实现输入输出电压增益的变化的，图5 所示为其电压增益特性。

图5 LLC谐振变换器电压增益特性

根据三个工作区域的划分，LLC 谐振共有三种工作模态：

1) 工作在谐振点，在此额定输入输出电压下实现最高效率工作，变换器实现原边开关管ZVS 开通，以及副边整流二极管的ZCS 关断。

2) 当工作在谐振点左面时，变换器工作在低于谐振频率的升压状态，输出二极管实现零电流ZCS 关断，开关管关断瞬间主要存在较小的励磁电流关断损耗。该工作模式主要缺陷是原边励磁电流有效值增加，从而在原边产生环流损耗，此额外环流损耗并不传输能量同时会在主变压器、电感以及开关管上产生原边导通环流损耗和温升问题。

3) 当工作在谐振点右面时，变换器工作在高于谐振频率的降压状态，其特点是高频率工作状态可以减小原边励磁电流有效值，从而降低环流带来的导通环流损耗。但此时MOSFET和输出二极管工作在硬关断状态，会增加关断损耗。

LLC 谐振变换器无论在哪种工作模式或负载条件下，都能实现开关管ZVS 开通，同时关断电流都处于低于峰值电流状态，MOSFET 损耗最小。

3 结束语

储能系统的能量转换效率是一项必不可少的研究工作，高效率充电电源提供了较好的计算模型和理论依据，有利于实现充电电源的高效性、节能性和高功率密度。通过对移相全桥DC/DC 变换器与LLC 谐振变换器两者的损耗分析，移相全桥变换器输出侧二极管存在反向恢复损耗，总的损耗要比LLC 谐振变换器大，本文提出的计算模型和分析依据能够较好地为提高充电系统能量转换效率提供理论依据，有利于设计高效、节能、高功率的充电系统。