磁压缩脉冲发生器的仿真与研究

（上海理工大学 光电与计算机工程学院，上海 200093）

目前，高功率脉冲发生器已经广泛应用在各个领域，如高功率微波[1]、高能激光[2]、等离子体的产生与应用[3]、食品加工、节能环保等，开关是大功率脉冲发生器中最重要的器件，如火花隙开关、半导体开关、磁开关等。磁开关相比火花隙开关、半导体开关，具有功率高、耐压高、稳定性好、寿命长的优点。磁脉冲压缩技术能有效地陡化和压缩脉冲，很大程度上提高脉冲的上升沿，减小了其他大功率开关的损耗问题，而且无触点闭合动作，有较强的可重复性。脉冲的重复频率进一步提高，大大提高了脉冲形成单元的性能[4-6]。在实际应用中磁压缩脉冲发生器能够输出上升沿几十到几百纳秒、幅值10 kV以上的高压脉冲。本研究介绍了应用于水中放电的磁压缩脉冲发生器的设计与仿真，论述了漏感对磁压缩发生器的影响及减小漏感的方法，并介绍了一种直流复位电路清理剩磁。半导体开关频率、脉宽、相位和占空比可调的优点通常替代传统的气体、液体开关。由于 MOSFET（field effect transistor）、IGBT（insulated gate bipolar transistor）完全开通时间在几十到几百纳秒，考虑到IGBT的通流耐压能力比MOSFET好且其通态压降低，本文通过仿真软件PSPICE设计一种三极管电压反向放大延时电路封装开关模型来实现在功率、导通速度、恢复时间等开关性能与实际应用中选用的IGBT开关参数相对应，对磁压缩电路起到很好的辅助作用。PSPICE自带Model Editor功能属性，根据磁性材料的物理特性参数，选用铁基纳米晶磁芯在Model Editor中创建磁开关模型并添加封装库，磁开关模型能够很好地模拟 MPC（magnetic pulse compression）在实际应用中电压电流逐级压缩的工作状态。

1 磁压缩脉冲发生器原理

本研究所设计的磁压缩脉冲发生器主要由充电系统、中间储能、磁开关SI与升压变压器ST组成。磁压缩脉冲发生器工作原理如图1所示。图中：T1为常开开关；T2为IGBT开关；LOAD为负载。

图1 磁压缩脉冲发生器Fig.1 Magnetic compression pulse generator

该发生器产生脉冲的过程如下：直流系统中，高压直流电源输出1 kV电压给电容C1充电，磁开关SI1初始化到负的饱和磁通量密度处，当C1两端电压开始上升时，SI1两端电压也开始上升，磁芯内的磁感应强度随之增加。由于SI1未饱和，其有很大阻抗，此时等效为断路，因此C2上的电压几乎不变，维持在0，SI1中电流也近似为0，SI1两端承受的电压近似等于C1上的电压并满足伏秒积平衡方程式。当C1两端电压达到最大值时，SI1磁芯内部的磁通量密度达到正的饱和处，磁芯相对磁导率急剧下降，SI1的阻抗瞬间减小饱和开通，等效为短路，此时存储在C1的能量开始向C2传送。SI1起到磁辅助功能，使开关T2零电压开通零电流关断，消除电压与电流的重叠区，开关损耗降到最小。SI1材质是MnZn铁氧体，直流工作状态下MnZn铁氧体除了有良好的电磁特性，还有良好的直流叠加特性，叠加直流偏置下，铁芯的可逆磁导率下降幅度小。当电荷量从C1全部转移到C2的瞬间，磁开关SI2饱和导通，形成C2-SI2-C3谐振放电回路。同理，当电荷量从C2全部转移到C3的瞬间，SI3饱和导通，C3对负载放电，最终在负载上面输出一个高压脉冲。磁开关实际是缠绕在可饱和磁芯上的绕组，利用磁性材料的非线性特性，磁开关的感抗随着相对磁导率的变化而急剧下降，饱和磁导率比未饱和时小数个量级。正是磁开关这一特性使得储能元件储存的能量在短时间内得到释放，从而达到脉冲压缩的目的[7-11]。本文选用的磁开关材质是铁基纳米晶磁芯，纳米晶磁芯的磁导率、矫顽力Hc接近晶态高坡莫合金和钴基非晶，是一种高性能的软磁材料。虽然纳米晶磁芯的剩余磁感低于铁基非晶和硅钢，但其在高磁感下具有更低的高频损耗，且耐腐蚀性和磁稳定性更好。纳米晶磁芯与MnZn铁氧体相比，工作频率低于50 kHz时，在更低损耗基础上具有高出铁氧体2～3倍的工作磁感。

2 IGBT开关特性测试实验及PSPICE模型

T2开关控制磁压缩脉冲发生器的工作频率，由于磁开关的开关状态由其承受的伏秒数决定，触发信号脉宽、周期和相位随着电压幅值的变化而变化。图2所示为IGBT开关特性测试电路，研究了栅极驱动信号电压和集电极电阻R1对IGBT开通关断速度的影响，实验所选用IGBT型号为IXYH50N120C3D1，确定此型号下IGBT参数及开关特性。

图2 IGBT 开关特性测试电路Fig.2 IGBT switching characteristic of the test circuit

电容C1充满电后，IGBT栅极施加驱动信号，IGBT开通，C1经电阻R1、IGBT形成放电回路。栅极电阻设定在10Ω，由于栅极电阻过小可以增大开关速度，降低开关损耗，避免因dV/dt的误导通。缺点是电路中杂散电感的存在容易导致IGBT上产生电压尖峰，栅极承受噪声能力减弱，进而出现寄生震荡，甚至过压击穿。电阻过大，充放电速度削弱，开通时间开关损耗增大。

栅极电阻R2不变的情况下，电源电压V1设定在170V，高压探头放在IGBT的C极，集射极电压VCE如图3所示。随着驱动信号电压V2的增大，IGBT的开通速度越来越快，即dVCE/dt越来越大，但dVCE/dt增大得越来越慢。V2幅值在10V时，开通速度最慢且拖尾严重；在20V时，开通速度最快，加入反向稳压管起到钳位保护的作用。实验中发现驱动信号电压V2的改变对IGBT的关断速度几乎没有影响，即改变V2，电压变化率dVCE/dt仍保持一致。

图3 V2 对 IGBT 开通速度的影响Fig.3 Influence of V2 on the opening speed of IGBT

驱动信号电压15 V、R2不变的情况下，选取3种电阻，R1为 10 Ω，5 kΩ和 100 kΩ，分别测出IGBT集射极电压在3种电阻下的变化情况。对dVCE/dt即开关速度进行比较，如图4所示。3种电阻下取每条曲线下降沿中间一段，计算出每条曲线下降沿的电压变化率dVCE/dt约为-0.625 V/ns，得出集电极电阻对IGBT的开通速度几乎没有影响。

图4 R1 对 IGBT 开通速度的影响Fig.4 Influence of R1 on the opening speed of IGBT

但在实验中观察到R1的变化影响IGBT关断速度，主要因为IGBT存在寄生电容，包括等效输入电容Cies、等效输出电容Coes、转移电容Cres。其中：Cies=Cgc+Cge；Coes=Cgc+Cce；Cres=Cgc（Cgc表示栅极、集电极间寄生电容；Cge表示栅极、发射极间寄生电容；Cce表示集电极、发射极间寄生电容）。尤其是Coes，在R1较大，集电极电流较小时，影响最大，即R1越大，IGBT的关断速度越慢。实验中所选探头型号为PMK PHV 641-L，示波器是Tektronix公司的MSO3000-DPO3000。

在IGBT开关特性和磁压缩脉冲发生器实验中选用的IGBT型号均为IXYH50N120C3D1，由于PSPICE元件库中没有实验中所选用的IGBT型号，故仿真中设计了常规型号IGBT驱动厚基区高压4H-SiC BJT的开关电路来实现与实验中选用的IGBT开关参数的对应，实现功率、导通速度、恢复时间等开关性能与实际工作保持一致，与SI1起到磁辅助软开关的作用，并对此开关电路封装，取名为L_BJT_IGBT，如图5所示。图中：NET代表网络端口；L0为电感；TD为开关延迟时间；TR为信号上升时间；TF为信号下降时间；PW为半峰宽；PER为驱动信号的周期。

图5 开关电路 L_BJT_IGBTFig.5 Switching circuit L_BJT_IGBT

矩形框中选用10 nH的电感、BJT（三极管）、IGBT。电源电压V1设定在170 V，和前面测得的IGBT开关特性实验电源电压保持一致，限流电阻R1对开关模块开通速度没有影响（图4已验证）。工作中首先V1经过R1对C1充电，开关延迟时间TD=0.7 µs时，在IGBT栅极施加一个驱动信号，进而IGBT驱动BJT开通，形成一个L-C振荡回路。TD设为0.7 µs，开关延迟时间小于磁压缩脉冲发生器中SI1饱和开通时间1.5 µs，通过MPC仿真结果便于观察SI1是否起到磁辅助的功能。工作频率设定在500 Hz，传统大功率Si BJT只能承受几百伏电压，4H-SiC BJT是PNPN四层半导体结构，内部由多个元包单元并联而成[12]。SiC材料比Si材料多一个数量级的临界电压击穿电场，SiC半导体开关关断漂移层比Si器件更薄且掺杂浓度更高，使得SiC半导体比传统Si器件导通电阻更低，具有更高的载流子饱和密度，可以承受一千多伏甚至更高电压，具备更高的工作频率、工作温度。开关模块L_BJT_IGBT框图内部IGBT的输入信号在基极和发射极之间，输出信号则取自集电极和发射极之间，相当于一个三极管电压反向放大延时电路，电流增益和通态压降均能达到最小，在降低开关损耗的同时提高了开通速度。

用PSPICE建立L_BJT_IGBT模型，添加到库中以备用。首先在PSPICE中点击Create Netlist生成网络表，View Netlist，在桌面新建一个记事本，将网络表语句复制到其中，格式改为.lib格式。然后在Model Editor中打开，把网络表中的语句修改成子电路描述的标准格式，保存为以.subckt作为起始语句，以.ends作为结束语句的.mod文件，其中.subckt和.ends之间的语句是器件的连接方式和属性[13]。L_BJT_IGBT模型封装库语句编写如下：

.subckt L_BJT_IGBT IN OUT

L_L0 IN NET1 10 nH

Q_BJT OUT NET2 NET1 4H-SiC BJT

Z_IGBT NET2 NET3 OUT CM300HA-24H

V_V2 NET3 OUT+PULSE 0 20 v 0.7 us 1 ns 1 ns 1 ms 2 ms

.ends L_BJT_IGBT

CM300HA-24H是PSPICE元件库中自带的常规型号IGBT，L_BJT_IGBT封装开关模型电路如图6所示。将.lib文件导出为.olb文件，仿真时将.lib文件导入 PSPICE的 Simulation Settings中，选择configuration file，点击 Addas Global按钮，将其添加为全局库。

图6 L_BJT_IGBT 模型电路Fig.6 Test circuit of L_BJT_IGBT model

3 磁开关的PSPICE模型

3.1 磁滞回线

环形磁芯绕制而成的磁开关通常要求磁芯材料满足如下条件[4,14]：磁开关的非线性电感需有良好的开关特性，即其铁心材料应具有很好的矩形系数，即矫顽力Hc要尽量小，矩形比（剩磁比）Br/Bs越接近于1越好。Br为剩余磁感应强度，Bs为饱和磁感应强度。

图7所示磁滞回线表示磁性材料的特性是磁性开关的基础[15]，在曲线每一侧饱和点P和Q附近。磁性材料的相对磁导率的曲线斜率变化很大，根据式（1），可以看出绕组的感抗急剧减小。若分别以µu，µs表示磁饱和前后磁芯的相对磁导率，以Lu，Ls表示磁饱和前后磁芯的电感量，显然µu＞ ＞µs，故有Lu＞ ＞Ls，亦即磁芯在磁饱和前后其电感量会发生几个数量级的锐减。

图7 铁磁材料的磁滞回线Fig.7 Hysteresis loop of ferromagnetic material

式中：LMS为铁磁材料的电感；µ0，µr分别表示真空和磁性材料的磁导率；δ为磁开关的占空比；N为绕组的匝数；H，Dout，Din分别表示磁开关的高度、外径和内径。通常µ0=4π×10-7。

根据磁开关的伏秒积平衡方程式可知，电感两端承受的电压对时间的积分始终和绕组匝数、磁芯截面积磁通密度变化量三者的乘积保持相等。因此，当电感所承受的伏秒积增大到一定值时，磁通密度不断增大，磁芯工作点进入B-H曲线的饱和段。可见，通过控制电感两端的伏秒积就可以控制电感的饱和与否。

式中：V（t）为磁开关两端电压；ΔB为磁通密度变化量；Am为磁开关的横截面积。

3.2 磁开关用PSPICE建模

对磁压缩电路进行PSPICE仿真验证，仿真中SI1，SI2和SI3参数与MPC在实际应用中保持一致，SI2和SI3选用同型号磁芯绕组。SI1和SI2（SI3）的外径、内径、高度尺寸分别为64，40，25 mm 和66，40，26 mm。表1、表2分别为MnZn铁氧体磁开关和铁基纳米晶磁开关参数。表中：l为磁路长度；Am为磁芯横截面积；g为磁芯间隙。

表1 SI1 参数Tab.1 SI1 parameters

表2 SI2（SI3）参数Tab.2 SI2（SI3）parameters

由于 PSPICE软件中自带有 Model Editor功能，利用其创建磁开关模型，选择Magnetic Core，考虑到磁芯绕组非线性，故选择Nonlinear Ferrite，把铁芯磁性材料的参数输入到Model Editor中。保存后将.lib文件导出为.olb文件，添加到PSPICE库。选中常规的电感元件图标，打开其属性设置将生成的.olb文件添置到Implementation Path，电感的参数Value表示磁开关的匝数。仿真时再将.lib文件导入PSPICE的Simulation Settings中，选择configuration file，点击 Add as Global按钮，将其添加为全局库。若创建快前沿变压器型磁压缩开关，选择Breakout库中带铁芯式XFRM_NONLINEAR，添置库方式同上。

4 磁压缩脉冲发生器仿真

图8所示创建的开关模型U1应用到磁压缩脉冲发生器的仿真电路中，发生器工作频率控制在500 Hz。图中，I1，I2为电流。考虑到磁开关中励磁电流由零开始线性增长，省掉磁芯复位电路，励磁电流将在本周期结束的剩余值基础上累积增加，从而导致磁开关励磁电感饱和。励磁电感饱和后励磁电流迅速增长，最终损坏电路中的开关元件。采用直流复位电路清理磁芯内的剩磁，如图8虚线框图所示，保证重频工作状态下每个周期输出脉冲幅值相等。仿真磁开关模型为理想元器件，实际应用中磁通量在通过纳米晶磁芯构成的磁路时有一部分漏入空气，在空气中形成闭合磁路从而产生漏磁。漏感的存在，当开关器件截止瞬间会产生反电动势易过压击穿开关器件；漏感还可以与电路中的分布电容构成振荡回路，产生振荡并向外辐射电磁能量，造成电磁干扰。绕组系数正比于漏感，对于简单的一次绕组和二次绕组取3，如果二次绕组与一次绕组交错绕制取0.85。绕组匝数的二次方正比于漏感，匝数控制在最少，绕组越宽越有利于减小漏感。变压器PT绕组比值为 5∶50，电容C1设置为 2 µF，根据式（3），计算得出C2为 20 nF。

图8 磁压缩脉冲发生器仿真图Fig.8 Simulation diagram of the magnetic compression pulse generator

式中，n为PT的绕组比值，且C2=C3，进而得出C3取值亦为 20 nF。

SI1饱和开通时间为1.5 µs，根据磁开关的伏秒积平衡方程式（3）计算出SI1在使用一个铁芯时需要绕组6匝。为了保证C2，C3足够的充电时间，SI2，SI3饱和时间分别设置为 1.2，0.8 µs。同理，计算出SI2在使用2个磁芯时需要绕组7匝，SI3在使用1个磁芯时需要绕组9匝。仿真中采用L1，L2模拟实际电路中可能存在的杂散电感，电感量分别设置为 100 nH，1 µH。

图9（a）所示为磁压缩脉冲发生器模拟实际工作过程中C1，C2，C3，LOAD和U1上电压波形，封装开关模型U1控制在0.7 µs时开通，此刻降为 0。时延 0.8 µs，在 1.5 µs时 SI1饱和开通C1开始对C2放电，通过这3条曲线可以看出SI1对开关U1起到磁辅助软开关的功能，实现了零电压开通零电流关断。C2充电时间为1.2 µs，即在 2.7 µs时C2电压达到幅值 9 kV，此时SI2饱和开通C2对C3放电，C3充电时间为0.8 µs，即在 3.5 µs时C3电压达到幅值，此刻SI3饱和开通对负载放电。由仿真结果可以看出各级电容的充放电时间与设置的SI1，SI2和SI3饱和开通时间基本一致。经过两级快前沿变压器充电型磁压缩器的压缩，C2，C3和LOAD上得到的脉冲电压的上升沿逐级陡化，最终在50 Ω纯电阻性负载上输出一个上升沿90 ns、幅值8.5 kV的高压窄脉冲，前沿压缩倍数为6.4，预脉冲约为0.3 kV。预脉冲电压产生的原因主要是传输线与开关及负载之间的电容耦合，约为主脉冲电压的2%～4%。电容C2放电结束之后，其两端电压没有降为0，这可能是由于PSPICE仿真计算中L2的感应电势导致，仿真中发现调节L2，情况会有所改善。脉冲下降沿主要受电阻阻值大小的影响，通过调节阻值来改变脉冲的下降沿。仿真输出电压低于10 kV是由于PSPIC软件本身在计算中各个元器件上存在损耗。

图9 仿真波形图Fig.9 Simulation waveform diagram

5 结 论

设计了一种能够应用于水中放电，输出快前沿纳秒级高压窄脉冲的两级磁压缩脉冲发生器，磁开关快恢复、高功率、高耐压、稳定性好的特性对输出脉冲上升沿的陡化有着重要的作用，论述了漏感对磁压缩发生器的影响及减小漏感的方法，并介绍了一种直流复位电路清理剩磁。通过PSPICE仿真软件设计一种三极管电压反向放大延时电路封装开关模型来实现在功率、导通速度、恢复时间等开关性能与实际选用IGBT开关参数相对应，对磁压缩电路起到很好的辅助作用。PSPICE元件库本身没有磁开关模型和封装开关模型，本文创建的磁开关模型很好地模拟了MPC在水中放电、介质阻挡放电等应用中电压电流逐级压缩的工作状态。