反激电源两种设计方法的对比与分析

林 为，邓胜钊

（1.佛山职业技术学院，广东 佛山 528137；2.佛山市华堡电源设备有限公司，广东 佛山，528000）

0 引 言

反激式电源变换器与正激式相比，结构简单，省掉了体积较大的输出滤波电感和续流二极管，因而在中小功率电源中得到了广泛应用，尤其在高输入电压和小功率场合。

反激电源的设计包括开关管选择、变压器设计、整流二极管选择、滤波电容选择以及吸收电路设计等。其中，开关管的选择和变压器的设计互相关联，是反激电源设计的重点。本文以一款LED驱动电源为例，阐述两种反激变换器的设计步骤，并就两者的异同进行相关讨论。

1 常用的两种设计方法

电路如图1所示，是基于反激式开关电源原理设计的40 V/350 mA的恒压恒流电源，采用华润矽威PWM LED驱动控制器PT4107作为主控芯片。芯片由电阻R4启动后转由变压器副绕组L3供电，Q1导通时变压器初级充电；截至时，初级储存的能量耦合到次级。变压器和光电耦合器起隔离作用。恒压和恒流特性由光耦U1、三极管Q2及其周边电路构成的大环路负反馈控制。

图1 40 V/350 mA LED驱动电路

已知条件：最低交流电压VRMSMIN=220(1-0.2)=176 V；最高交流最小直流输入电压176-30=219 V；最大直流输入电压264+30=403 V；电网频率为50 Hz；电源效率η=80%（预设）；开关频率f =50 kHz（周期T=20 μs）；输出电压Vo=40 V，电流Io=350 mA，故输出功率Po=40×0.35=14 W。

反激电源变换器有连续电流（CCM）和断续电流（DCM）两种工作模式。两种模式有不同的工作特性和应用场合[1]。DCM模式的优点是次级整流二极管零电流关断，不存在反向恢复问题，尤其在高输入电压场合；同时，DCM模式变压器的励磁电感小，且输出负载电流和输入电压突变时输出电压瞬态尖峰小。但是，DCM模式下初级电流的峰值和有效值更大，要求更大电流的开关管（从而增加成本），同时次级电流的有效值也比CCM模式大得多，要求更大的漆包线尺寸和耐高纹波的输出滤波电容。从效率考量，CCM模式常用在低压大电流输出的场合，DCM模式常用在高压小电流输出的场合[2]。因为小电流的损耗以开关损耗为主，大电流场合则以导通损耗为主。本设计案例的输出电流为350 mA，输出电压40 V，属于高输入电压小输出电流的场合，因此选用DCM模式。

1.1 方法一

（1）首先确定反射电压VOR或初次级匝数比n=Np/Ns，因为匝数比决定了开关管可承受的最大关断电压应力。

开关管关断时，承受的最大电压应力为：

其中，Vspike漏感引起的电压尖峰，Vd)为反射电压，Vd是二极管的正向导通压降，Vd≈1 V。参数的选择应使Vdsmax尽量小，对选定开关管的极限耐压，至少应保留20%的裕度。

为了计算匝数比，首先选择开关管的额定电压为700 V，预留20%的裕度Vdsmax取700×0.8=560 V，漏感电压尖峰根据经验取50 V，代入式（1）得：

（2）为保证电路始终工作于DCM模式，计算最大导通时间：

根据Iprms即可选择漆包线线径，这里不再赘述。

（5）选定变压器磁芯，计算初级匝数。磁芯材质选择PC40，查PC40资料得Bs=0.39 T，Br=0.06 T，ΔB=Bs-Br=0.33 T。为防止磁芯的瞬间出现磁饱和，ΔB值取0.3 T。

根据功率和变换器的开关频率，计算AP值，选择磁芯型号为EE25，Ae=40 mm2，则初级匝数为：

（5）计算次级匝数：

（6）计算次级电流有效值。复位时间Tr满足0.8TTon=0.8×20-5.25=10.75 μs，故次级电流有效值为：

根据Isrms即可选择漆包线线径，这里不再赘述。

（7）计算辅助绕组匝数。辅助绕组的电压取自输出电压，根据PT4107对电源的要求[3]，取为20 V，得：

1.2 方法2

（1）确定最大占空比。在DCM模式下，反激电源的电压增益与负载电流有关，使得DCM模式的电路设计变得更复杂[2]。根据反激电源从DCM向CCM过渡的机理，在最低直流输入电压Vdcmin和最大负载电流的条件下，将电路设计在BCM模式（CCM和DCM的临界状态），可以确保电源始终工作在DCM模式，以简化DCM模式的设计。最大占空比Dmax的取值要兼顾多个因素，Dmax越大，反射电压VOR越大，从而开关管关断时承受的电压Vdsmax也越大，但整流二极管承受的反压VD越小。设计上，为提高电源效率应尽可能增大Dmax，降低整流管的反压，前提是系统稳定且保证开关管耐压有足够裕量。通常Dmax以不超过0.45为宜，如果Vdsmax所选MOS管耐压值相比裕量不够，则要适当下调Dmax的值。

（2）计算初级峰值电流和初级电流有效值。取Dmax=0.45（对应的Ton=20×0.45=9 μs），对BCM模式，初级峰值电流和初级电流有效值分别为：

（4）选定变压器磁芯，计算初级匝数。磁芯材质选择PC40，ΔB值取0.3 T。根据功率和变换器频率，计算AP值，选择磁芯型号为EE25，Ae=40 mm2，故初级匝数为：

于是，计算开关管承受的电压应力为：

预留20%的裕量，开关管要选择耐压在632/0.8=790 V以上。

（6）计算次级匝数：

（7）计算次级电流有效值：

根据Isrms即可选择漆包线线径，这里不再赘述。

（8）计算辅助绕组匝数，同方法1。

2 两种方法的对比与分析

方法1源自参考文献[1]（Abraham I.Pressmen的经典著作《开关电源设计》），先根据开关管的应力预设合适的反射电压确定匝数比，基于电源工作在DCM模式的前提下，预设0.2T的死区时间，利用变压器伏秒平衡原理计算最大的导通时间，然后从功率角度将电感储能和输出功率关联计算初级电感，再利用法拉第定律计算初级峰值电流。

方法2源自业界常用的设计方法，为了简化计算，在最低直流输入电压和最大负载电流的条件下将电路设计在BCM模式。先根据电源的工况预设合适的最大占空比Dmax，根据Dmax和初级平均电流计算初级峰值电流，再根据法拉第定律计算初级电感。

对比上述两种方法，尽管它们的设计顺序有所不同，但关键的地方是一致的，即设定适当的反射电压VOR或最大占空比Dmax。因为二者是相关的，可以互相换算。根据变压器的伏秒平衡关系：

DCM模式下，Tr＜T-Ton，故：

或者：

由式（22）可见，设定了Dmax就可以选定VOR；反之，亦然。设定了VOR或Dmax，可以计算匝数比、初级峰值电流以及初级电感等参数，也就决定了变换器的核心参数。

在一定范围内，VOR设定越高（代表开关管耐压越高），Dmax可以取得越大，开关管损耗越低。但占空比增大，整流管关断时间变长，输出滤波电容将承受更大的纹波电流，导致发热加剧。同时，占空比增大会使变压器漏感加大，抵消占空比大带来的低损耗，甚至带来开关管击穿的风险或吸收电路的损耗。反之，占空比小，降低变换器效率，但可降低开关管的电压应力，改善输出电容的损耗和发热。因此，权衡各方面的影响，设定最佳的VOR或最大占空比Dmax，让反激变换器工作在最佳的工作状态是反激电路设计的重点工作，即两种方法的共通点。

现将两种方法获得的主要设计参数列表，如表1所示。

表1 主要设计参数列表

方法2中，如果将VOR设定跟方法1相同（107 V），相应的Dmax=0.328，计算的参数见表1的“方法2（修正）”列。由表1可以看到，设定相同的VOR后，两种方法的结果趋向一致。

3 结 论

反激电源设计没有固定不变的方式和流程。一个比较实用的设计思路：根据电源的工作条件（工况）预设占空比，根据占空比和工作电压范围计算匝数比，根据材质选择ΔB，根据AP法选择合适的磁芯型号，计算原副边匝数，根据功率和电流选择线径，根据占空比选择电感及气隙，最后是检验绕窗系数。

反激电源和其他类型开关电源一样，由于存在多个设计变量，不同的取值对应不同的性能考量以及电路成本，设计过程往往需要多次修正设计变量，直到性能或性价比达到设计目标。同时，不同的设计者由于工作经历和经验不同，难以找到一个适合所有人的最佳设计方法。对个体来说，最佳的设计流程应该是自己最熟练、最能理解的那一种。