辐射骚扰发射测量数据分析

刘 建，董奇峰，郭 雨

（国家无线电监测中心检测中心，北京 100041）

辐射骚扰发射是测量被测设备（EUT）非蓄意产生的、以电磁波的形式向周围发射的电磁骚扰信号。测量需要在特定的试验场地（如开阔试验场或电波暗室）展开，以频率范围30MHz-1GHz（如图1所示）的测量结果为例，其结果图形是由EUT的载波信号、杂散信号、测试环境的噪声和测试系统的噪声混合组成。关于环境噪声方面的要求，GB/T 9254-2008《信息技术设备的无线电骚扰限值和测量方法》中规定环境噪声电平至少比规定的限值低6dB。在实际的测试系统中，我们通常通过增加低噪放大器和调节频谱仪内部的放大器或衰减器来达到降低噪声的效果。这些方式在我们实际的操作中，有时奏效，有时却不能产生相应的效果。例如调节频谱仪内部放大器增加10dB，在有些时候扫描出来的测量结果噪声并不能降低10dB，同样，我们增加天线后端的放大器增益，有时候也不能降低噪声。这是什么原因呢？我们可以从噪声产生的原因和测量辐射骚扰发射的系统组成来分析。

1 辐射骚扰发射测试系统组成

辐射骚扰发射的测量场所可以在开阔场进行，也可以在电波暗室内进行。我们在这里以电波暗室测量环境为例，整个测试系统包括：电波暗室、转台、接收天线、天线塔、前置放大器、频谱分析仪等（如图2所示）。其中，电波暗室用于隔离外部环境干扰，天线接收暗室内空中电磁波信号并将其转化为电信号沿着线缆进行传输，经由低噪声前置放大器传至暗室外的测试频谱仪（或接收机）。暗室外部，电脑软件读取频谱仪上电压电平，对路径上的线缆损耗，预放增益和天线转换因子等路径损耗进行补偿处理，得到天线前端的辐射值。将EUT从暗室测量环境中拿出，我们就得到在引言中提到的环境电平值。这里提到的环境电平值实际上是由电波暗室内的环境噪声和测试系统引入的系统噪声共同组成的，两者取其较大值。当环境噪声高于系统噪声时，最终结果显示的是环境噪声的电平值，反之，即为实际的系统噪声。我们在测试较低的骚扰信号时，常常会因为信号较低而使信号淹没底噪中，通过增加放大器可以有效增大信号，于此同时又会引入系统的噪声。那么如何有效的降低引入的系统噪声并且又能够测量较低的骚扰信号呢，这个认知过程，需要我们从系统的组成元件来定性和定量的分析。

1.1 前置放大器

前置放大器通常位于系统中接收天线后端，其功能主要是对较低的骚扰信号进行放大，使得其不会因为线缆衰减而淹没在噪声中。放大器有两个主要参数：噪声系数NF和增益Gamp，为了更好的说明前置放大器的功能，首先介绍一下噪声系数的概念。

噪声系数用来表征单一电路或系统的噪声特性，是输入信号噪声功率比（Psi/Pni）与输出信号噪声功率比（Pso/Pno）的比值，其表达式为

图1 辐射骚扰发射结果（30MHz-1GHz）

图2 辐射骚扰发射测试系统组成

式中，Psi是输入信号功率；Pni是输入噪声功率；Pso是输出信号功率；Pno是输出噪声功率。

根据式（1），可得到噪声系数分贝数表示式

将式（2）进一步分析可得

放大器噪声输出的倍数Gnoise（分贝数表示）等于放大器增益加上该放大器的噪声系数，即放大器不仅将输入噪声放大而且还会引入放大器自身的噪声导致输出端口的信噪比降低，降低的数值等于放大器的噪声系数。假设我们使用的前置放大器增益为33dB，其噪声系数为4dB，那么噪声放大倍数就是37dB，前置放大器的接入不仅放大了信号，同时也引入了新的噪声信号。

1.2 频谱分析仪

频谱分析仪是测量辐射骚扰发射的主要仪器，目前频谱分析仪主要有两类，快速傅里叶变换型频谱分析仪和扫频超外差型频谱分析仪。快速傅里叶变换型频谱分析仪能够测量信号的幅度、相位等，但是频率测量范围和频率分辨率比较有限，而扫频超外差型频谱分析仪具有较宽的频率测量范围、较大的测量幅度动态范围、较高的频率分辨率，所以对于实验室电磁兼容测量主要使用扫频超外差频谱分析仪。其主要由以下几个部分组成：衰减器、预选滤波器器、内置放大器、混频器、中频放大器、中频滤波器、对数放大器、包络检波器、视频滤波器、A/D转换器、显示器、扫频控制器、本地振荡器、参考振荡器等，详见图3扫频超外差型频谱分析仪结构框图。

图3 扫频超外差型频谱分析仪结构框图

扫频超外差型频谱分析仪（以下简称频谱仪）的三个重要指标：幅度动态范围、频率分辨率和灵敏度，都与频谱仪的热噪声有非常密切的联系。该噪声称为显示平均噪声电平（Displayed Average Noise Level，DANL），是未加输入信号时频谱仪的热噪声电平，也就是本底噪声。热噪声（thermal noise）的产生是由于电路内电荷载流子不规则的热运动造成的，它覆盖全部频谱范围，是高斯分布函数，属于白噪声的一种。测试系统的热噪声影响主要和环境温度有关。

其理论的量值公式为：

N=kTB（4）

式中，k是玻尔兹曼常数（1.38×10-23J/K）；T是绝对温度，单位开尔文K；B是对应的测量带宽，单位赫兹Hz。可见，热噪声功率跟温度和带宽有关，那么室温（290K）条件下，在频谱仪的输入端口外接50欧姆阻----抗负载，根据式4可以得到频谱分析仪测量带宽为1Hz时的输入噪声功率，也就是归一化的输入噪声功率Nin=-174dBm/Hz。

我们知道频谱仪的输入信号和显示的测量信号是相等的，根据噪声系数计算公式（1）可推算出频谱仪的噪声系数（分贝数表示）

进一步简化可得

式中，Pin是频谱仪的输入信号功率；Pdisplay是频谱仪的输出信号功率（即显示屏上的信号功率），与Pin相等；Nin是频谱仪的输入噪声功率；Ndisplay是频谱仪的输出噪声功率（即显示屏上的噪声功率）。当测量特定带宽的噪声功率时，式（6）又可演变为

式中，Nm是测量的噪声功率；RBW是测量分辨率带宽。

当衰减器=0dB，内置放大器=0dB时，测得的100kHz分辨率带宽的噪声功率为-105dBm，那么

上式得到的频谱仪的噪声系数是19dB，意味着输入信号要高于输入噪声至少19dB才可以被频谱仪检测出来，否则就淹没在频谱仪的本底噪声之中，频谱仪的灵敏度表明了此频谱仪测量小信号的能力。

2 测试系统的噪声系数

测试系统中的放大器元件主要有前置放大器和频谱仪中的元件组成。其级联后，放大器的总噪声系数的计算方法如下：

式中，NF1，NF2，NF3……是第1，2，3……级的噪声系数；Bn1，Bn2，Bn3……是第1，2，3……级的噪声带宽；Bn是总的噪声带宽；G1，G2，G3……是第1，2，3……级的增益。

我们假设噪声带宽相同，即Bn1=Bn2=Bn3=……=Bn，那么总的噪声系数表达式可简化为

从式（9）可以看出，多级级联的放大器噪声系数在增益比较大的情况下接近第一级放大器的噪声系数，所以第一级放大器的噪声系数大小至关重要。因此，若想降低频谱仪的噪声系数可以通过在输入端前增加一个低噪声系数、高增益的前置放大器来实现，这样由前置放大器和频谱仪组成了一个多级级联的系统。

假设前置放大器的增益为Gpre，噪声系数为NFpre，频谱仪的噪声系数为NFs，整个系统的噪声系数为NFsys，根据式（9）可得

如果NFpre+Gpre＞NFs+10 dB，那么NFsys≈NFpre，这个我们也可以通过计算得到，已知Gpre=33dB，NFpre=4dB，NFs=19dB，都是以分贝数表示，先将它们换算成十进制数，然后代入式（10）内，就可计算出系统的噪声系数为4.05dB。也就是说通过增加前置放大器，将频谱仪的噪声系数降低了大约15dB，输入系统的信号只需比输入噪声高4dB就可以被检测出来，频谱仪的灵敏度改善了15dB。

3 测试系统和单频谱仪性能对比分析

为了更直观地说明加入前置放大器后整个系统的参数及性能变化，绘制了频谱仪与前置放大器组成系统后性能的变化示意图，详见图4所示。图中分为两部分：左半部分是单独一个频谱仪，右半部分是频谱仪和前置放大器组成的系统。为方便讨论，此图以100kHz的分辨率带宽为例。

根据式（1）计算可得100kHz分辨率带宽的噪声功率为-124dBm，也就是图中作为下限的值，前面已经提到此分辨率带宽下频谱仪显示的本底噪声是-105dBm，频谱仪标称的直通1dB压缩点是+15dBm，所以对应的动态范围就是120dB。如果在频谱仪输入端加入两个频点相近、功率不同的信号A和B，由于频谱仪的噪声系数为19dB，增益为0dB，所以频谱仪上只能显示出A信号，而B信号则被淹没在噪声中。此时频谱仪灵敏度和显示平均噪声电平是统一的，即-105dBm。

再看右半部分，由频谱仪和前置放大器组成的系统噪声系数约等于4dB，此时我们可以将系统比作一个噪声系数为4dB、增益为33dB的放大器，那么根据上述内容，即放大器不仅将输入噪声放大，而且还会引入噪声系数大小的自身热噪声，所以如果输入系统的信号功率与输入噪声功率相比，信号功率大小没有超过噪声4dB以上，就会被系统噪声淹没。例如前置放大器输入端口有两个频点相近、功率不同的信号C和D。经过系统之后，噪声功率放大了37dB，而信号只放大了33dB，所以频谱仪上只显示C信号，而D信号则被淹没在噪声中。频谱仪的灵敏度和显示平均噪声电平因为前置放大器的原因就不再是统一的了，同时也是因为前置放大器的存在导致输入频谱仪的信号功率变大了，所以系统的1dB压缩点变小了。这样，系统的动态范围就由原来的120dB缩小到102dB。

前置放大器可以提高灵敏度，但也牺牲了部分动态范围。

频谱仪的内置放大器的作用跟外置放大器是一样的，只是少了外部链路，当同时使用外部前置放大器和内置放大器时，可以利用多级放大器级联的概念来分析，分析过程跟连接单个前置放大器过程一样。

图4 频谱仪与前置放大器组成系统后性能的变化

4 测试系统和单频谱仪本底噪声对比

通过前面几部分的介绍，所谓的本底噪声就是特定分辨率带宽下的噪声功率水平，那不同分辨率带宽的噪声之间存在怎样的关系，假设N1为B1带宽的噪声，N2为B2带宽的噪声，由式（1）表示：

则 N1|dB-N2|dB=10 lg（kTB1）-10 lg（kTB2）=10 lg（B1/B2）

如果B1是B2的10倍，那么N1就比N2大10dB。如图5所示。

图5 不同分辨率带宽时的本底噪声

在频谱仪结构中，内部第一个器件就是衰减器，它是用来保护混频器，防止输入大信号使其产生压缩失真或过载的器件，当输入频谱仪的信号高于1dB压缩点时，频谱仪通过衰减器将信号幅度降低，它是可调大小的衰减器，并且跟混频器后面的中频放大器是联动的，以保证测量信号大小不变，但是会影响本底噪声。

对于单频谱仪来说，情况比较简单，当信号通过衰减器后，信号变小的同时底噪大小没有变化，信噪比变小，之后中频放大器将信号恢复到原来大小的时候也将底噪一起提高，导致衰减器倍数越大，底噪也就越高，灵敏度越差，如图6所示。另一种情况是频谱仪和前置放大器组成的系统，由图4可知系统中频谱仪的DANL（后面称系统的DANL）比单频谱仪的DANL高18dB，当衰减器由0dB增加到10dB时，输入的信号和噪声都减小10dB，系统的DANL仍比频谱仪的DANL高8dB，也就是说此时信噪比没有变化，所以当中频放大器工作时，底噪也没有变化。衰减器由10dB增加到20dB时，信号和噪声都减小20dB，系统的DANL 不再高于频谱仪的DANL，信噪比减小2dB，那么中频放大器放大信号时，底噪也提高2dB。之后衰减器每增加10dB，底噪就相应提高10dB，灵敏度恶化10dB。如图7所示。

图6 不同衰减倍数时频谱仪的本底噪声

5 测量数据分析

前面几部分我们讨论了测试系统的基本参数和原理，那么实验室如何测量EUT的数据呢?首先确定测量过程，接收天线将场强值转换为电压值，前置放大器将接收天线的输出信号放大，频谱仪将前置放大器输出的信号测量并显示在屏幕上。然后我们得到一个数学模型，E=Vr+Lc-Gpre+AF；其中E是场强值（单位dBμV/m），Vr是频谱仪测量值（单位dBm），Lc是线路衰减（单位dB），Gpre是前置放大器增益（单位dB），AF是天线因子（单位1/m），功率和电压值关系式是dBμV=dBm+107。

图7 系统中不同衰减倍数时频谱仪的本底噪声

EUT的辐射骚扰信号在频谱上是非连续的，频谱上其他部分由本底噪声补充，在对信号进行数值运算的时候，本底噪声也随着进行了计算，导致测量数据中本底噪声趋势跟天线因子趋势相同，如图8和图9所示。图8中的三条线从下往上依次是RBW=10kHz、RBW=100kHz、RBW=1MHz的测量数据，其中45MHz是EUT的非蓄意发射信号，其余为本底噪声。图9中的四条线从下往上依次是Att=0dB和10dB、Att=20dB、Att=30dB、Att=40dB的测量数据，Att=10dB和Att=20dB的数据比较接近的原因在上一部分已经讲过了，就不再赘述了。

图8 不同分辨率带宽的测量数据

图9 不同衰减倍数时系统测量数据

6 结束语

综上所述，我们可以看到最终的测量数据跟很多因素有关：天线因子大小，前置放大器增益大小，衰减器大小，分辨率带宽大小等，也知道了为什么有时候增加多级放大器并不能降低本底噪声，反而容易导致频谱仪过载。为了减小各个实验室及人员差异造成的偏差，所以标准化了测量过程，但标准只对分辨率带宽提出了统一要求，对其他几项并未规定，这就需要根据实际情况结合本文论述的内容选择合适的参数。