低噪声混合全波电流传感器电路设计

王 昭，赵江平

（1.广东博威尔电子科技有限公司，广东 中山528400；2.中山火炬职业技术学院，广东 中山 528400）

1 传统电流传感电路简介

一般来说，电流传感器可以分为两类。第一种是基于SenseFET的方法，其中检测电流与通过功率晶体管的电流成一定比例。这种电流检测通常是通过使用一个误差放大器来钳位检测晶体管和功率晶体管的源漏电压以保证两者相等。另一种方法是通过将开关节点Vx1和/或Vx2输入到诸如gm-C积分器来重构电感电流。

图1给出了一种传统的基于SenseFET的全波电流传感器的等效电路[1]。在高边检测期间，S2和S4导通，而S1和S3关断。由于放大器Amp1用于钳位两个晶体管Mpsen和Mip的漏极电压，因此流过Mip的电流将被Mpsen按照一定的比例复制。采样到的电流IH将通过Rs转换为电压。在低边检测期间，S1和S3导通，而S2和S4关断。由于放大器Amp2用于钳位两个晶体管Mnsen和Min的漏极电压，流过Min的电流将被Mnsen按照一定的比例复制。采样到的电流IL也将通过Rs转换成电压。S4在高边检测期间导通，而低边检测期间则是S1导通，从而可以防止两个放大器产生大的共模输入变化，并且可以避免对较大压摆率的需求。

图1 传统的基于SenseFET的电流检测电路的原理图

对于基于SenseFET的方法，在高边功率晶体管和低边功率晶体管进行切换时会产生大的电压尖峰。这可能导致整个系统的比较器发生故障。而基于滤波器的电流重构器尽管可以提供状态切换之间的平滑过渡，但其直流精度和动态特性与电感的直流电阻和电感系数高度相关[2]。尽管前期文献已经提出了一些调谐方法来校准滤波器参数，但都不是最优的，因为进行校正需要单独的稳态周期。因此，急需一个具备上述传感器优点的全波电流传感器来获得精准的交流和直流特性。

2 低噪声混合全波电流传感器

为解决上述问题，设计一种混合电流传感器结构，其工作原理如图2所示。电感两端的电压将通过电压-电流转换器（V2I）转换为电流信号。电流的差异将由电流重构器进行积分来建模电感电流。从而，电流重构器实际上是一个积分器。由于电感的直流电阻会影响电感电流重构的准确度，因此采用基于SenseFET的具有良好DC性能的电流检测电路来校准重构器的输出，以实现平滑和精确的输出。

图2 一种混合电流传感器的工作原理

电流传感器的详细电路图如图3（a）所示。它由基于SenseFET的电流检测电路、基于滤波器的电流重构器以及校准电路组成。基于SenseFET的电流检测实际上是通过将检测晶体管的栅极电压，源极电压以及漏极电压钳位到功率晶体管的对应部分而实现电流的镜像。因此，功率晶体管与检测晶体管之间的电流比由其尺寸比决定。由于在DC-DC转换器中必须采用死区时间（高边检测与低边检测都无效）来实现高功率效率并防止故障，所以在基于SenseFET电流检测电路的输出中可观察到大的尖峰，如图3（b）中Vs所示。虽然这种检测方法交流性能差，但Vs的直流值是准确的。基于滤波器的电流传感器实际上是一个积分器，因此可以生成如图3（b）中的Vsen所示的平滑波形。然而，电感的直流电阻DCR会导致DC性能变差。因此，这种混合电流传感器结构结合了基于SenseFET方法良好的DC性能和电流重构器良好的AC性能，在一定的延迟后通过校准电路迫使Vsen跟随Vs，从而实现低噪声全波电流检测。

图3 一种混合全波电流传感器

式（1）表示了基于滤波器的电流传感器中电感电流和电压之间的积分关系，假设电感的直流电阻可以忽略。

其中VX1是输入开关节点的电压；VX2是输出开关节点的电压；L是电感值；iL是电感电流。如图3所示，这个积分是通过Ix1（Ix1是VX1通过由R1和M3组成的电压-电流转换器产生的）和Ix2（Ix2是Vx2通过由R2和M5组成的电压-电流转换器产生）对电容C1充放电实现的。电流Ix1-Ix2是通过M8和M6实现的。因此，只有Ix1和Ix2之间的差分电流会流入/流出电容。电流源M1和M2为二极管连接的M3和M5提供恒定的偏置，保证当Vx1或Vx2等于0时，它们不会关断。传感器的输出如下式所示，但须满足R3=R5=1/Gm3<

当考虑直流电阻时，目标输出应该是

通过比较式（2）和式（3）发现，由于直流电阻的存在，式（2）中的重构电流将几个周期之后明显偏离式（3）中的目标值，这将导致电流检测完全无效。为了缓解这个问题，由于基于SenseFET的电流检测具有很高DC精确度[3]，所以不是使用复杂的调谐机制，而是使用周期性复位开关S1来强制重构电流跟随由基于SenseFET的电流检测电路产生的电流。当基于SenseFET的电流检测电路稳定后，应该使复位开关S1导通，以避免错误复位。因此，基于SenseFET的电流检测电路应该具有较大的带宽以实现快速稳定。

检测晶体管与功率晶体管之间的电流关系可以表示为：

Isen和Ipwr分别是检测晶体管和功率晶体管中流过的电流。（W/L）sen和（W/L）pwr是检测晶体管和功率晶体管的宽长比。如式（4）所示，电流的比率可以由宽长比来定义。

图4 基于SenseFET的电流检测电路的电路图

3 全波电流传感电路设计

3.1 基于SenseFET的电流检测电路的电路图

在传统的基于SenseFET的结构中，两个放大器用来确保电压钳位。因此，需要更大的静态电流和面积。由于这两个放大器具有不同的共模输入电压，所以它们必须分别进行设计，而无法重复使用。而两个放大器的偏移可能会导致高边和低边检测之间的检测失配。为了解决这些问题，提出了一种新的只有一个放大器的基于SenseFET的电流检测电路来辅助电流重构器。

所提出的基于SenseFET的电流检测电路的示意图如图4所示。为了实现精确的电流复制，SenseFET的Mpsen或Mnsen的源极，漏极和栅极电压应等于对应的功率MOSFET Mip或Min的源极，漏极和栅极电压。这是利用跨导提升误差放大器在高边检测期间钳位VX1和Vpsen以及在低边检测期间钳位PGND和Vnsen来实现的。

在低边检测期间，由于φn=1和=1，输入电压Vg通过C1和C2采样。当变为高边检测（即φp=1，φn=0）时，由于电容两端的电压不能突变，节点VX1和Vpsen处的电压会向下降到Vg相近，以适应EA的输入范围。在这种情况下，两个电容作为加减器。在输入选择电路中，移位后的电压由M5和M6缓冲到与Vgs相近，然后由开关选择作为EA的输入。在低边检测期间（即φn=1，φp=0），分别通过M7和M8缓冲的Vnsen和PGND被选择输入到EA。采样保持（S＆H）电路由两个开关和一个小电容C3组成。它检测并保持EA的输出，特别是在死区时间内。因此，可以消除基于SenseFET电流检测电路的输出波形中的开关噪声。由于较大的C3限制了SenseFET环路的带宽，而较小的C3不能有效地抑制开关噪声，因此必须在两个方案之间进行折衷。图4中的输出级实现了高边检测和低边检测之间相同的采样比率。它也可以用作电流-电压转换器。M36、M38和M39的尺寸比是19∶1∶1。在高边检测期间，来自SenseFET电路中的Mpsen的电流流入M36和M38。因此M39和Mpsen的电流比是1∶20。在低边检测期间，M36和M39的电流流入Mnsen，与此同时M38关断以确保M39和Mpsen的电流比也为1∶20。电阻Rs用作电流-电压转换器以生成基于 SenseFET的输出 Vs。此外，可以利用 M35（5V NMOS晶体管）来减轻由M36，M38和M39组成的电流镜中的沟道调制效应，这一效果是通过将M35的源极电压或电流镜的漏极电压移位到大约（VCC-Vgs_M35）来实现的。另外一个5V器件M40作为一个放电路径，用来防止M36和M38击穿，因为如果M36和M38或者VA的漏极电压高到比M40的栅极电压高出一个阈值，M40就会导通。

这种全波电流传感电路的MA中使用了跨导提升技术[4]。此外，插入M28和M29可以增加第一阶段的增益，以减少EA的输入偏移。由于gm被提升，所以EA的输出可以连接较大的电容C3，以便在高边和低边检测转换期间保持相对稳定的Vgs_M36。与传统的全波电流传感器[1]相比，本文提出的传感电路采用共享EA来减少两个不同EA导致的失配。

所提出的基于SenseFET的电流检测电路的环路增益可以由EA和源极退化的M36的增益得到

其中GEA是EA的增益，与负载无关，gm36是M36的跨导，rd分别对应于高边和检测和低边检测时M44和Mnsen的导通电阻。当电感电流减小时，gm36以及环路增益Lo也会减小。为了保持电流传感器的带宽不受电感电流的影响，可以利用功率MOS的分割来改变检测比率[5]，以补偿轻载时变小的gm36，同时也提高了DC-DC转换器轻载时的功率效率。

所提出的基于SenseFET的电流检测电路的频率响应如图5所示。它表明在所有条件下（负载分别为2 A/0.2 A的高边/低边检测，总共四个条件）的直流增益高于46 dB。单位增益带宽大于52 MHz，相位裕度约为50°。

图5 基于SenseFET的电流检测电路的频率响应

3.2 混合全波电流传感器的仿真结果

图6 显示了所提出的混合全波电流传感器在不同条件下的瞬态性能。图6（a）显示了所提出的电流传感器由轻载变到重载状态下的瞬态行为。由于检测输出正好跟随电感电流的变化，所以能够验证检测的精确性。图6（b）和（c）分别显示了在重载和轻载条件下的电流波形，包括电感电流（红色虚线），基于SenseFET的检测电流（绿色实线）以及所提出传感器的检测电流（紫色实线）。与基于SenseFET的传感器相比，所提出的传感器在高边和低边检测之间能够进行平滑的转换，这得益于电流重构器的积分行为。此外，由于每个周期中都有复位机制的优点以及基于SenseFET的电流检测的良好的DC性能，即使电感的DCR未在电流重构器中建模，所提出的混合电流传感器也不会偏离实际的电感电流。

图6 电流传感器的瞬态响应

3.3 DC-DC转换器的仿真结果和讨论

为了观察该DC-DC的稳定工作状态，对输入都为3.3 V的情况下，输出分别为VO=1.8 V（降压模式），3 V（升降压模式）和5 V（升压模式）进行仿真，工作频率能够锁定在3.3 MHz。当负载电流为10 mA时，驱动电路和其他控制模块消耗的电流分别为1.59 mA和0.7 mA左右。图7显示了DC-DC转换器在降压、升降压和升压模式下的功率效率的仿真结果。在上述三种模式下测量0.1 A～0.8 A的不同负载电流的效率。降压、升降压和升压模式的峰值效率值分别为92.5%、94.7%和94.7%。

图7 降压、升压和升降压模式下不同负载情况的效率仿真结果

4 结束语

为拓宽电池工作电压范围，延长终端系统待机时间，提出了一种快速响应升降压型DC-DC变换器，其具有混合全波电流传感器。混合全波电流传感器结合了基于SenseFET的方法良好的DC性能和基于滤波器的电流重构器良好的AC性能。在这种电流传感器和控制方法的帮助下，可以实现迟滞升降压操作。因此，系统可分别在降压，升降压和升压模式下自动运行。所搭建的电流传感器具有高带宽和小的建立时间。在频率控制器的帮助下，这些特性可实现开关频率高达3.3 MHz的DC-DC转换器。因此，可以缩小转换器的频谱以减少EMI。此外，还分别给出了电流传感器和DC-DC变换器的仿真结果和分析，用来验证所提出的设计方案。