基于角度分集的机载超宽带MIMO天线设计

李振亚，竺小松，尹成友，吴伟，王勇

国防科技大学 电子对抗学院，合肥 230037

无线通信技术的迅速发展对系统信道容量和数据传输率提出了更高要求。多输入多输出(Multiple-Input Multiple-Output, MIMO)技术采用极化分集和角度分集的方式，充分利用多径分量和多天线技术，在不增加天线发射功率和频谱资源的情况下，可极大地增加系统容量和提高信号传输率，已经被广泛应用[1-2]。第5代移动通信(5G)在MIMO技术的基础上，提出了Massive MIMO技术，以期带来无线传输的巨大飞跃[3]。

超宽带(Ultra WideBand, UWB)天线作为无线通信传输系统的重要终端组件，被广泛地应用于超高速无线通信等很多领域，如超宽带通信、超宽带雷达和超宽带电子对抗系统中。采用MIMO技术，设计UWB-MIMO天线，对于提高系统信道容量具有重要的现实意义[4-5]。根据分集方式的不同，通常可以将UWB-MIMO天线分为极化分集和角度分集两种类型，角度分集又称为方向图分集。文献[6-7]采用双端口正交馈电的方式设计了极化分集UWB-MIMO天线，文献[8-9]设计了对称结构的角度分集UWB-MIMO天线。由于超宽带频带范围内存在着其他干扰频段，因而陷波UWB-MIMO天线的设计也尤为重要[10-13]。为了提高MIMO天线的隔离度，使天线能够较好地工作，多种去耦合设计开始出现。文献[14]通过在天线地板上开互补开口环谐振器，有效减小了天线间的互耦。文献[15]在地板上增加F型枝节，增加了MIMO天线端口隔离度。以往的UWB-MIMO天线设计大部分是基于超宽带单极子天线和超宽带缝隙天线，且天线单元相同，对不同天线单元组合的MIMO天线结构[16]研究较少。渐变槽天线作为一种常见的机载超宽带天线，具有增益高定向性好的优点，采用MIMO技术，设计超宽带渐变槽MIMO天线将有很大优势[17]，但从目前研究结果来看，只有极少数论文对渐变槽超宽带MIMO天线进行了研究[18-20]。

在现代化的飞机、军舰等运动平台上需要安装数十套甚至数百套天线以满足雷达、通信、电子支援和电子干扰等需要。天线的安装位置既要保证天线性能指标得以充分发挥又要兼顾相互间的电磁兼容性，这是非常困难的。同时，几十套不同类型的天线分布在飞机的各个部位，对飞机的空气动力学性能和隐身性能都有很大的影响。由于机载平台的空间有限，在设计机载天线时，要尽量减小天线的尺寸，希望用一副天线实现雷达、通信和电子对抗等多种功能，这就需要天线具有低剖面、超宽带、小型化等特点。特别是随着通信雷达一体化的发展，将通信天线和雷达天线进行组合设计，集成综合电子信息系统，不仅可以提高数据传输容量，而且可以大大减少射频链路机载占用空间，具有重大的现实意义。

本文提出一种基于角度分集的机载超宽带MIMO天线，将Vivaldi渐变槽天线和超宽带槽天线进行了集成设计，不需要采用复杂的解耦结构便可获得较高的隔离度，整个天线设计比较简单，相比单天线单元，工作频带更低，具有小型化的优势。两个天线单元的阻抗带宽均覆盖了整个3.1～10.6 GHz超宽带频段，对超宽带渐变槽MIMO天线的设计具有一定的借鉴意义。设计的天线可以应用于机载超宽带Vivaldi天线阵列中。

1 天线结构与设计原理

图1为所设计的超宽带MIMO天线结构图。天线的整个尺寸为36 mm×36 mm×0.8 mm，选用FR4介质板材，介电常数为4.4，损耗角正切值为0.02。Vivaldi天线的馈电Ws处定义为端口1，超宽带槽天线的馈电Wf处定义为端口2。图中：L和W分别为天线的长度和宽度,W1和d分别为渐变缝隙的最大和最小开口宽度,L1和W2分别为开槽的长度和宽度,R和R1分别为Vivaldi天线的渐变缝隙和终端馈线圆半径,Ws和Wf分别为Vivaldi和槽天线的馈线宽度,L2和W3分别为槽天线的长度和宽度,W4为Vivaldi天线的馈线长度。Vivaldi天线属于一种典型的端射行波天线，一般是由渐变槽线和馈电结构两个部分组成。本文设计天线采用的馈电结构为微带槽线转换结构，微带馈线如图1(b)中Ws处长条和圆形的组合结构所示。天线通过微带线馈电后，经微带槽线转换结构，将馈入的电磁波能量传递给槽线传输线，由于转换结构处的槽线传输线宽度比较窄，辐射能力比较弱，因此馈入的电磁波能量主要被束缚在槽线传输线之间并沿着槽线传输线传播至渐变槽线部分。由于渐变槽线的宽度逐渐增加，因此沿着电磁波传播方向上槽线对电场的束缚作用将会逐渐减弱，渐变槽线对电磁波的辐射能力逐渐增强。当渐变槽线的宽度约等于工作频率的半个波长时，电磁波将达到谐振状态，天线产生沿着开口槽方向辐射的电磁波。对于不同频率的电磁波而言，辐射部分对应的槽线宽度也不同。因此当渐变槽线具有较大变化范围时，天线可以辐射很宽频带内的电磁波能量。Vivaldi天线具有带宽宽、定向性好、交叉极化低等优点，常被应用于机载超宽带系统中。天线的工作频率与天线的电尺寸息息相关，天线的小型化可以从以下两个方面体现：同等几何尺寸下，天线的工作频率更低；同等工作频率下，天线的几何尺寸更小。本文在Vivaldi天线的辐射臂上通过开槽，一方面可以有效地增加其外边沿的电长度，改变外边沿的电流分布继而来改善低频段的阻抗特性，从而使天线低频段的带宽边沿向低频段偏移，扩展天线的工作带宽，实现小型化；另一方面通过在辐射臂上开槽，也可以相应地减弱辐射臂两侧的辐射电流，从而提高天线的定向辐射性能；然后以Vivaldi天线的辐射臂作为地板，在天线背面增加方形辐射贴片，集成槽天线单元，大大提高了空间利用率，实现了一种小型化的双端口机载超宽带MIMO天线。槽天线以Vivaldi天线的辐射臂作为地板结构，Vivaldi天线整个的辐射臂电长度较大，且为曲线结构，相比于传统槽天线地板结构，本文槽天线单元也具有小型化的优势。由于本文槽天线地板为非闭合结构，金属地板主要集中在天线的左侧，因而槽天线的辐射方向图主要朝向右侧。利用Vivaldi天线的前向端射特性和超宽带槽天线的右侧边射特性来实现角度分集。

图1 MIMO天线结构图Fig.1 Geometry of MIMO antenna

Vivaldi天线的工作带宽主要由指数曲线的开槽线决定，槽线最大开口处的尺寸决定了Vivaldi天线的最大工作波长(即最小工作频率)，其最小开口尺寸则决定最大工作频率，辐射贴片开槽宽度对应为λ/2(λ为天线工作波长)。本文初始设计的Vivaldi天线工作带宽为4～15 GHz。最大开口W1取天线最大工作波导波长λmax的一半，其表达式为

(1)

式中：c为真空中光速；fL为天线最低工作频率；εr为相对介电常数。将fL=4 GHz代入式(1)，得到W1=λg/2=17.9 mm，而通常最大开口取值的时候要略大于1/2最大波长，因而表1中取值为21.1 mm(最终优化后的数值)。同理，最小开口尺寸一般更小，取小于最小工作波长一半的1/10，这里取值为0.4 mm。

Vivaldi天线的指数渐变曲线可以表示为

y=C1eαx+C2

(2)

式中:C1和C2分别由曲线的起始点和终止点来决定;α为曲线的渐变因子，决定曲线平缓程度，这里曲线的渐变因子为0.118。

采用高频结构仿真器(High Frequency Structure Simulator,HFSS)仿真软件，通过天线的参数优化设计，最终得到MIMO天线的具体尺寸如表1所示。

表1 优化后的天线单元尺寸

Table 1 Optimized antenna unit size mm

LL1L2WW1W2W3361293621.11412W4WfWsRR1d17.41.41.42.22.90.4

2 天线的仿真与分析

2.1 天线的设计流程

图2给出了天线的设计流程。天线1为原始设计的Vivaldi天线；在天线1的基础上，通过在左右辐射臂上开对称的方形槽，得到了天线2；最后，在天线右侧底板上增加长方形贴片结构，形成了最终设计的超宽带MIMO天线。

由于在渐变槽天线的两端开槽，加长了外边沿电流流过的路径，增加了外边沿的电长度，改善了低频段的阻抗特性，从而使天线低频段的带宽边沿向低频方向偏移，所以图2中的天线2相比于天线1更小型化。图3为3种不同天线对应的S参数曲线。图3(a)为天线1和天线2的反射系数对比图，从图中可以看出，天线2相比于天线1，通过开槽，天线的工作频率f向低频移动，带宽有所展宽，向低频展宽约1 GHz。图3(b)为天线3(最终设计天线)的S参数曲线，从图中可以看出，受槽天线金属贴片影响，相比于天线2，Vival-di天线的工作带宽进一步向低频偏移，低频处带带宽展宽约0.5 GHz,同时高频处带宽也有所增加，阻抗带宽为2.7～15.4 GHz。超宽带槽天线的阻抗带宽为1.8～12.7 GHz，最低工作频率远小于同尺寸大小的超宽带槽天线。天线端口隔离度参数S12在整个工作带宽内均小于-11 dB， MIMO天线的互耦比较小。

图2 天线的设计流程Fig.2 Design process of antenna

图3 3种不同天线S参数曲线Fig.3 S parameter curves of three different antennas

2.2 天线的参数分析

图4给出了天线S参数随开槽深度W2的变化曲线。从图4可以看出，W2的变化对Vivaldi天线的反射系数影响不大，S11曲线变化相对平稳，随着W2的增加，工作频率向低频有轻微偏移。W2对超宽带槽天线的反射系数影响较大，S22曲线波动比较大，这主要是因为开槽深度的变化影响了槽天线单元贴片与Vivaldi辐射贴片之间的距离，耦合发生了变化，对输入阻抗影响较大。W2对天线端口隔离度参数S12在低频处的影响较小，在高频处，随着W2的增加呈现出先增加后减小的趋势。

图4 不同W2下的天线S参数曲线Fig.4 S parameter curves of antenna for different W2

图5给出了天线S参数随槽天线贴片长度L2的变化曲线。从图中可以看出，改变贴片长度，对Vivaldi天线反射系数S11影响不大，对超宽带槽天线的反射系数S22影响较大，由于天线长度增大，工作频率向低频偏移。L2对S12的影响和W2对S12的影响趋势一致，即低频处影响不大，高频处随着L2的增加呈现出先增大后减小的趋势。

图5 不同L2下的天线S参数曲线Fig.5 S parameter curves of antenna for different L2

2.3 天线的分集方向图

图6和图7分别给出了天线工作在5 GHz和9 GHz时，天线单端口馈电下的三维立体方向图。MIMO天线单端口工作时，另一端口接50 Ω匹配负载。图6为天线工作在5 GHz时，端口1和端口2单独馈电下，对应的Vivaldi和超宽带槽天线三维辐射方向图。从图中可以看出，Vivaldi天线的方向图呈现端射特性，最大辐射方向指向前端，即-x方向(参考图1中坐标系)，超宽带槽天线方向图则呈现边射特性，受天线左侧Vivaldi金属贴片的影响，相当于增加了金属背板，天线最大辐射方向指向右侧+y方向空间，MIMO天线的方向图存在近似90°的方向差异，可以实现天线的角度分集。

图7给出了天线工作在9 GHz时,端口1和端口2单独馈电下，对应的Vivaldi和超宽带槽天线三维辐射方向图。随着频率的增加，Vivaldi天线的波束宽度变窄，端射特性增强，超宽带槽天线波瓣在高频情况下出现了分裂，但是最大辐射方向比较稳定，依然指向+y方向空间，与Vivaldi天线的方向图角度差异几乎不变，具有较好的角度分集特性。

图6 5 GHz天线三维方向图Fig.6 3-D pattern for antenna at 5 GHz

图7 9 GHz天线三维方向图Fig.7 3-D pattern for antenna at 9 GHz

3 天线测量结果

本文采用仿真软件HFSS对超宽带MIMO天线进行了仿真和优化，为了进一步验证设计超宽带MIMO天线的实用价值和方法可靠性，按照表1给出的优化后的天线尺寸加工了天线实物，利用矢量网络分析仪N5230A和微波暗室对天线实物进行了测量。图8为天线加工实物图，可以看出天线整体尺寸非常简单紧凑。

图9为测量得到的天线S参数图，与仿真结果做了对比。由图9可以看出，实测得到的Vivaldi天线阻抗带宽S11<-10 dB为2.8～15.9 GHz。实测得到的超宽带槽天线阻抗带宽与仿真结果基本一致，阻抗带宽为1.8～12.7 GHz。实测的S12除了在3 GHz附近略大于仿真结果外，在其他频带内均小于仿真值，天线端口隔离度较好。天线整体的测试结果和仿真结果基本一致，结果的差异源于天线的加工误差和测量误差导致。介质板材的不稳定性和加工中的焊接精度都会对天线的性能产生影响。

图8 天线实物图Fig.8 Fabricated antenna

图9 测量与仿真S参数曲线图Fig.9 Simulated and measured S parameter curves

图10和图11分别为端口1 Vivaldi天线和端口2超宽带槽天线单独工作时，仿真和测量得到的4、8 GHz工作频率下的天线主极化、交叉极化辐射方向图。MIMO天线单端口工作时，另一端口接50 Ω匹配负载。对天线的E面、H面进行了测量，天线测量和仿真得到的主极化方向图吻合度比较高，后瓣有所不一致，这是由于测量误差导致。从图10中可以看出，Vivaldi天线工作时，天线最大辐射方向朝向+90°方向，指向天线的前端，不同频率下交叉极化电平差值在最大辐射方向均超过35 dB，具有非常低的交叉极化。从图11可以看出，超宽带槽天线工作时，天线最大辐射方向朝向0°方向，指向天线的右侧，与Vivaldi天线最大辐射方向近似正交，不同频率下交叉极化电平差值在最大辐射方向均超过25 dB。天线在低频工作下，H面方向图具有全向特性。

图10 端口1工作下天线辐射方向图Fig.10 Radiation pattern when port 1 is excited

图11 端口2工作下天线辐射方向图Fig.11 Radiation pattern when port 2 is excited

图12(a)给出了端口1馈电下MIMO天线增益随频率的变化曲线。从图中可以看出，实测与仿真结果基本一致，在低频和高频处，测量误差较大。天线增益在整个MIMO天线工作频带内均大于0 dB，最大增益达到了7.5 dB，具有较好的增益特性。由于测量增益为天线正前端的增益，随着频率的增加，天线主瓣可能偏离-x正前方，因而增益曲线出现了先增加后减小的趋势。图12(b) 给出了端口2馈电下MIMO天线增益随频率的变化曲线。由于端口2超宽带槽天线最大工作频率为12.7 GHz，因而只测量了2～13 GHz 的天线增益。从图中可以看出，天线增益在整个3.1～10.6 GHz超宽带频段内均大于0 dB，最大增益达到了4.7 dB,具有较好的增益特性。由于测量的为天线y方向增益，随着天线频率的增加，天线主瓣会发生偏移，因而增益曲线出现了先增加后减小的趋势。

图12 端口1和端口2工作下天线增益Fig.12 Antenna gain when port 1 and port 2 is excited

4 结 论

本文提出了一种基于角度分集的机载超宽带MIMO天线，创新性地将Vivaldi渐变槽天线和超宽带槽天线进行了集成设计，有别于传统MIMO天线相同天线单元的设计。整个天线设计简单，尺寸仅为36 mm×36 mm×0.8 mm，不需要采用复杂的解耦结构便可获得较高的端口隔离度，相比于单天线单元，工作频带更低，具有小型化的优势。仿真和实测结果表明，两个天线单元的阻抗带宽均覆盖了整个3.1～10.6 GHz超宽带频段，天线具有较低的交叉极化特性和较好的增益特性。该MIMO天线可以产生接近正交的方向图角度分集特性，对超宽带渐变槽MIMO天线的设计具有一定的借鉴意义。设计的天线可以应用于机载超宽带Vivaldi天线阵列中。