一种新型双极化低剖面基站天线

陶长剑，欧 毅，欧 文

（1.中国科学院微电子研究所，北京 100029；2.江苏物联网研究发展中心，江苏无锡 214135；3.中国科学院大学，北京 100029）

0 引 言

现代通信的快速发展使得基站天线逐渐具有了越来越令人满意的性能，比如较宽的带宽、稳定的增益和方向图、单向辐射的能力和体积的小型化等。为应对移动用户日益增长的对无线通信系统的要求，研究人员做出许多提高天线性能的研究。

对于目前主流的采用±45°双极化和以单向辐射形式工作的户外基站天线来说，可以按照振子的材料将其分为金属振子[1-6]、微带印刷振子[7-8]和金属与PCB 板混合振子[9-11]三类。文献[4]报道了一种紧凑的多频带、双极化通信基站，该天线可以覆盖从第二代到第四代所有通信频段。类似的结构还可以被应用在LTE 700 频段[12]。纯金属半波振子虽然具有辐射效率高、交叉极化指标较好和形式多样化等特点，但其复杂的结构使加工难度较大。若采用合金压铸工艺则成本会大大提高。文献[7]报道了一款针对室内走廊或着狭长街道应用的小功率基站，该天线的振子采用双面覆铜板制成，虽然具有成本低、小型化的优点，但同时充分暴露了微带天线带宽窄、效率低的缺点。其仅有5.8%的相对带宽和4.3 dBi的增益，使得其在实际应用中受到了极大限制。文献[9-11]分别报道了三款金属与PCB 板混合振子的通信基站天线。这种类型的天线同时具有成本低和易于加工的优点，又克服了微带天线本身无法满足宽带宽要求和辐射效率低下的缺点。

低隔离度、低交叉极化比和小型化均是基站天线关注的重要指标，但由于混合振子的结构特性，导致这种类型的天线剖面比其他形式天线剖面高。

为了克服这一问题，本文提出一款带有谐振腔的新型双极化、低剖面基站天线。该天线由一块金属片、一个铝制反射腔和双面覆铜板组成，并通过板背面的一对一分二路功分器馈电。仿真和测试结果表明，该天线在端口隔离度、交叉极化比和小型化方面均表现出优异的性能，可以工作在现代通信系统中GSM和CDMA所需要的频段内。

1 天线设计

1.1 工作机制概述

金属与双面覆铜板混合振子天线具有较宽带宽的基本原理可以概述为，通过在双面覆铜板上方仿真一块金属板作为寄生单元产生新的谐振频点，当这个频点与由微带缝隙产生的谐振频点靠近时，两个频点产生耦合，带宽就得以展宽。

当腔体高度和反射板高度满足谐振条件时，一部分由微带缝隙泄露的电磁波遇到上方反射板得以反射，同时又和另一部分泄露电磁波同相叠加，从而具有低剖面和高增益的特点。当谐振腔处于谐振状态时，泄露电磁波在寄生贴片和双面覆铜板间经过多次反射后，在谐振腔外侧得以加强，达到一种几乎没有任何反射的全透射传播。

PCB 板上每一侧缝隙的尺寸应为半个波长左右，其中波导波长与自由空间中的波长应满足下式：

式中：λg为半个波导波长，长度应与单侧缝隙总长度大致相等；λ0为第二个谐振频点对应频率自由空间中的波长；εre为PCB 板的等效介电常数；εr为PCB 板的设计介电常数，本文应为3.66。

1.2 天线结构

图1 展示了本文所述的天线在加工组装完成后的结构，信号由一对阻抗为50 Ω的N 接头馈入双面覆铜板背面馈电网络。双面覆铜板选用罗杰斯4350B，它的介电常数是3.66，损耗角正切是0.003 1，厚度是0.762 mm，上下两面各覆有0.017 mm的铜。边框和圆形贴片的材料均为硬铝。圆形贴片在匹配阻抗、形成方向图和提高增益方面均具有重要作用，它被一个由PVC 塑料制成的支架固定在基板正上方。贴片和基板的距离D=41 cm。基板被放置在边框上，并由四个螺丝固定。距基板中心30 mm 处设置了四个3.5 mm×5 mm的孔用于安装PVC塑料支架。

图1 天线结构Fig.1 Antenna structure

如图2 所示，板的顶面放置了一个十字形渐变缝隙和一对空气桥；板的背面放置了一个圆形贴片和一对馈电网络，N 接头的探针和馈电网络入口通过焊接相连。四个电镀通孔被放置在馈电网络四个末端，它们的半径是0.4 mm，通孔中心与馈电网络边缘末端的距离是0.8 mm。金属化通孔可以使带状线和地板良好连接，实现共地。除此之外，它还可以有效抑制馈电网络之间的串扰。馈电网络末端中线和基板边缘的距离为18.5 cm。空气桥上通孔的设置与馈电网络末端通孔的设置方式相同。天线其他结构参数如下：GN=168.5 mm，R=133 mm，R1=33.3 mm，H1=38.3 mm，H2=1.8 mm，H3=10.1 mm，H4=3.4 mm，H5=24.8 mm，H6=10.2 mm，H7=1.6 mm，H8=5.25 mm，W1=35 mm，W2=3 mm，W3=1.45 mm，W4=19.4 mm，W5=16.2 mm，W6=32 mm，AB1=10.5 mm，AB2=3 mm，AB3=9 mm，A1=22 mm，A2=16.7 mm，A3=22.5 mm，A4=2 mm，A5=35.6 mm，A6=28.2 mm，A7=1.8 mm，A8=18.5 mm，A9=7 mm，A10=10.5 mm，A11=1.65 mm，A12=A13=0.9 mm。

1.3 馈电网络

本文中进行的仿真在有限元电磁仿真软件中完成。仿真模型和实物稍有不同。本文采用一款一分二Wilkinson功分器对天线进行馈电。端口1的馈电网络仿真结果如图3 所示。在工作频段内，输入端回波耗损S11为-34.48～-24.43 dB，端口间的传输系数S12和S13均为-3.18～-3.14 dB。一分二功率分配较好地实现设计目标。端口2与之结果相同，在此不再赘述。

图2 双面覆铜板结构Fig.2 Structure of two-sided copper clad laminate

图3 端口1馈电网络仿真结果Fig.3 Simulation results of feeding network of port 1

2 天线分析

本节将对影响该天线谐振特性的四个主要器件尺寸进行分析说明。从端口馈入的信号经微带线传输至缝隙附近，并由缝隙向外泄露。为了使电磁波具有最大的辐射，每一侧的缝隙长度被设计为约等于半波长。如图4所示，T 形缝隙的长度对于两个谐振频点的谐振强度都有影响，随着缝隙长度的逐渐增大，天线的整体谐振强度在逐渐减弱，同时第一个谐振频点也在向低频移动。但总体来说，缝隙长度的变化对天线整体谐振性能影响不大。

图4 W1对S11的影响Fig.4 Effects of W1 on the proposed antenna′s S11

图5 展示了铝制寄生贴片与双面覆铜板下表面的驱动贴片距离的改变对天线谐振的影响。由图5 可知，两个贴片的距离与谐振强度之间并不呈现线性变化的规律，而是随着距离的加大呈现出“弱-强-弱”的谐振特性，并在D=41 mm时两个谐振点达到最强的耦合。

图5 D对S11的影响Fig.5 Effects of D on the proposed antenna′s S11

图6和图7 分别展示了双面覆铜板背面驱动贴片半径和铝制寄生贴片半径的改变对谐振的影响。对于本设计来说，这一组器件尺寸的改变对天线整体性能影响最为显著。驱动贴片的尺寸直接影响了第二个谐振频点的产生和变化。随着贴片直径的不断增加，第二个谐振频点呈现出单调向低频移动的规律，并显著地影响了谐振强度。R=16.75 mm时达到了最强谐振，经综合考虑，本文最终选用R=16.65 m 作为驱动贴片的尺寸。在这一尺寸下，天线的隔离度和交叉极化比指标有2 dB 左右的优化，而其他指标又均能满足设计要求。

铝制寄生贴片作为辐射体起到了提高增益和形成方向图形状的作用，是本设计中最为关键的器件。它的尺寸直接影响了天线工作性能。如图7 所示，寄生贴片形成了低频处的谐振点。随着其半径的逐渐减小，低频处的谐振强度也逐渐加强并不断向高频处移动。伴随着两个频点的耦合逐渐加强，带宽也不断变窄，由此可以得出天线的带宽主要受到驱动贴片和寄生贴片的尺寸影响的结论。通过在仿真软件中查看不同频点处表面电流的分布情况可以发现，寄生贴片在第一个谐振频点表面电流较大，而驱动贴片在第二个谐振频点表面电流较大。这也再次证明第一个谐振频点由寄生贴片产生，而第二个谐振频点由驱动贴片产生。除此之外，金属边框的高度H5对HPBW 也会产生影响。加高H5后，HPBW 会逐渐变窄，增益也会随之增大。

图6 R1对S11的影响Fig.6 Effects of R1 on the proposed antenna′s S11

图7 R对S11的影响Fig.7 Effects of R on the proposed antenna′s S11

3 测试结果

本文所示的参数测试结果均在SATIMO SG64 全电波暗室中完成。图8 中的S参数测试结果是由安捷伦E8362B 网络分析仪给出。如图8 所示，天线的-10 dB带宽为806～1 010 MHz，两端口间隔离度在工作频段内均在-30 dB 以下。仿真和测试结果吻合良好。如图9所示，天线在工作频段内取得了79.19%～92.33%的效率和6.5～7.55 dBi的增益。与仿真结果相似，增益曲线也呈现出了整体向上的趋势，但是与仿真结果有最大0.6 dBi的差距。这或许是由加工和测试误差造成的。值得注意的是，实测的增益曲线在谐振点处可以取得最大值，与普遍认知相符。

图8 S参数仿真和测试结果Fig.8 Measured and simulated S parameters

图9 天线增益和效率Fig.9 Measured and simulated gain and efficiency of antenna

图10，图11 分别展示了端口1、端口2的方向图，图中左侧三个是水平面方向图，右侧三个是垂直面方向图。表1中展示了该天线在820 MHz，890 MHz和960 MHz三个典型工作频点的测试结果。从中可以得知，该天线端口1的交叉极化水平最小为28.9 dB，端口2的交叉极化水平最小为29.5 dB。水平面和垂直面的半功率波束宽度范围是88.22°±3.38°和71.37°±5.25°。仿真和测试结果吻合较好。

表2 列举了一些其他类似应用的基站天线与本工作的性能对比。文献[10]报道了一款与本文结构类似的结构。从表2 可以看出，本文所提出的天线具有比文献[10]低34%的剖面和与之相当的隔离度，较好地满足了设计预期。但是由于本文所提出的天线结构波束较宽，因此增益较低。这一问题可以通过加大天线口径和提高边框高度等措施加以解决。

图10 天线端口1方向图Fig.10 Directional diagrams at port 1 of antenna

图11 天线端口2方向图Fig.11 Directional diagrams at port 2 of antenna

表1 天线辐射性能Table 1 Radiance characteristics of proposed antenna

表2 基站天线性能比较Table 2 Comparison of performances of antenna

4 结 论

本文提出的双极化通信基站天线结构简单、易于组装、剖面低、成本低，同时又具有隔离度、交叉极化比良好，效率高等性能。该天线可以形成较为稳定的水平和垂直方向图，可以作为基站天线单元应用于2G 通信系统中。

注：本文通讯作者为欧毅。