高效率不对称全桥DC／DC变换器研究

李 山，胡绪权，童 磊，奥琳芳

（1.重庆理工大学 电气与电子工程学院，重庆 400054；2.重庆市能源互联网工程技术研究中心，重庆 400054）

近年来，电力电子技术飞速发展，不断地追求轻量化、体积小、高效率的目标。软开关技术受到越来越多的关注，当提高变换器开关频率时，开关损耗并不会增加，因此可以使用更小的磁性元件，提升功率密度。1990年Paul Imbertson和Ned Mohan首次提出了一种新型的针对全桥及半桥拓扑的不对称控制策略［1-2］，自该策略提出以来，因其能在不改变全桥或半桥拓扑结构的基础上就能实现软开关，且控制方法简单易于实现，而备受设计人员的关注［3］。

目前，国内外对不对称半桥拓扑做了大量的研究。文献［4］与文献［5］中分析了不对称半桥拓扑的零电压导通的工作模态，但由于不对称半桥拓扑本身，造成原边开关器件电压应力大，且难以满足大功率要求。针对该问题，本文所研究的不对称全桥变换器，其原边开关器件有更小的电压应力且该拓扑能应用于大功率场景。但不对称全桥变换器的变压器次级侧整流二极管的导通损耗较高，且随着负载电流的增加导通损耗亦增加。本文所研究的不对称直流变换器不仅使用软开关技术降低了开关损耗，同时运用同步整流技术降低了次级侧整流二极管的导通损耗，因此可以使不对称全桥变换器的效率得到进一步提高。

1 不对称全桥变换器工作原理

1.1 不对称全桥拓扑结构

不对称全桥DC／DC变换器的电路拓扑结构如图1所示。该变换器由原边开关管VT1、VT2、VT3、VT4，隔直电容Cb，变压器Tr，副边同步整流管S1、S2，输出滤波电感Lo，输出滤波电容Co构成，其中Lr为变压器等效串联电感（变压器漏感满足谐振要求的情况下，不需要再接入电感），Lm为变压器一次侧等效并联激磁电感，变换器将输入直流电压Vin转换成输出电压Vo。其中，DS1、DS2、DS3及DS4分别为原边4个开关管的体二极管，Coss1、Coss2、Coss3、Coss4分别为该4个开关管的寄生电容，R为负载电阻，变压器为带中心抽头的结构，原边绕组匝数为N1，副边绕组匝数为N21和N22，其副边采用全波整流。

图1 不对称全桥变换器的拓扑结构

图2为不对称全桥DC／DC变换器稳定运行在CCM模式时，1个开关周期内的模态分析时序。ugs1＆4与ugs2＆3分别为VT1、VT4和VT2、VT3的驱动控制信号，ugs1＆4与ugs2＆3互补，为避免原边2对开关管短路，二者驱动控制信号之间设置有死区时间td1、td2。为了简化分析，需要对拓扑中的元件做出以下假设：

1）拓扑中所有元件均为理想元件。

2）隔直电容Cb和输出电容Co的容值足够大，可以忽略其电压纹波。

3）原边4个开关管寄生电容容值一致，Coss1＝Coss2＝Coss3＝Coss4＝C。

4）输出滤波电感Lo足够大，在开关周期内可以等效成Io的电流源。

图2 不对称全桥变换器开关过程模态分析时序

1.2 原边开关管软开关的工作模态分析

1.2.1 工作模态Ⅰ，［t0-t1］阶段

在t0时刻之前，VT1、VT4导通，变压器原边总电流ip为正，依此流经VT1、Cb、Lm、Lr、N1、VT4，最后流回电源负端。同时，副边同步整流管S1导通，变压器输送能量到副边；其副边输出电压为（忽略原边等效串联电感Lr两端电压）

在t0时刻，如图3（a）所示，VT1、VT4关断，因为开关管寄生电容Coss1、Coss4的存在，使得VT1、VT4可以实现零电压关断。为了简化分析，本文把寄生电容电压量近似为线性变化量。Coss1、Coss4的电压线性增大，Coss2、Coss3线性下降，变压器原边电压VN1减小，映射至副边使得VMN减小。直至t1时刻，VAB减小至隔直电容电压Vcb，VN1减小至零。

图3 不对称全桥变换器稳态时工作模态电路

1.2.2 工作模态Ⅱ，［t1-t2］阶段

如图3（b）所示，t1时刻开始，Coss1、Coss4继续充电，Coss2、Coss3继续放电，使得VAB持续下降，由于副边短路，原边电压全部作用在Lr上，ip减小，而激磁电感被短路，其电流iLM不变，则i1相应减小，映射到副边iS1减小，为了保持iLo不变，则同步整流管S2需导通续流，iS2开始增大。到t2时刻，VAB下降到-Vin。Coss1、Coss4充电完成，两端电压为Vin；Coss2、Coss3放电完成，两端电压为零，VT2、VT3两端的反向并联二极管开始导通。此时漏感两端的反向电压变为Vin，因此ip下降的斜率变陡。此时VT2、VT3可以实现零电压开通（ZVS）。

1.2.3 工作模态Ⅲ，［t2-t4］阶段

如图3（c）和图3（d）所示，t2之后，加在Lr两端的电压为-Vin，ip线性减小，i1线性减小，映射到副边为iS1线性减小，iS2线性增大。在t3时刻，导通VT2、VT3，Lr两端的电压不变，ip线性减小；到t4时刻时，ip减小到零。因此，在t4之前必须导通VT2、VT3，才能实现ZVS。

1.2.4 工作模态Ⅳ，［t4-t5］阶段

如图3（e）所示，从t4时刻起，ip反向增大，ip映射到副边，使得流经副边整流管的iS2增大，由于Lo足够大，可等效为电流源，故iS1减小，直至t5时刻，iS2增大到ILo，iS2减小到零，该阶段结束。

1.2.5 工作模态Ⅴ，［t5-t6］阶段

如图3（f）所示，t5时刻后，VT1、VT4继续导通，ip反向线性增大，ILo经S2流通，t6时刻VT1、VT4完成ZVS关断。另外，剩下的t6～t12时段与t0～t6时段的运行方式类似，故不再给出分析过程。

2 电路参数计算与分析

2.1 主要参数关系

在忽略VT1、VT4和VT2、VT3控制信号死区时间的前提下，隔直电容Cb电压可根据变压器激磁电感的伏秒平衡得到：

其中：D为原边开关管的占空比；Vin为输入直流电压。当电感电流Io连续时（CCM模态），可得输出电压Vo为

隔值电容Cb使得变压器原边总电流ip的直流分量为零，即im＋i1的直流分量为零。由于输出滤波电感Lo足够大，使得iL等于负载电流io，故可得：

则

原边绕组匝数为N1，副边侧2个绕组匝数分别为N21和N22；变压器原边激磁电流为im，其直流分量为Im，其纹波峰-峰值为ΔIm；变压器原边绕组电流为ip，其直流分量为I1；变换器原边开关的开关周期为T。

2.2 软开关实现条件

以开关管VT2、VT3为例，在［t1，t2］阶段，根据t1时刻的初始条件，可得：

t1时刻，ip的值为Ip1（记Ipk为tk时的值）；t2时刻，uAB＝-Vin，VT2、VT3才可实现ZVS开通。故由式（6）可知，VT2、VT3实现ZVS开通须满足条件：

同理可得，VT1、VT4实现零电压开通须满足条件：

其中：ω为谐振角频率；Zn为特征阻抗。由图2可知，ip的正负峰值分别为Ip1与Ip7，分别等于副边电流折算到原边侧电流与原边侧激磁电流的正负峰值之和。

2.3 死区时间设置

VT2、VT3实现ZVS开通的前提是，VT2、VT3开通时刻t3必须设定在t2与t4时刻之间。故其死区时间应满足以下条件：

（t4-t2）是死区时间，td2是死区时间的可变范围，td2越大，越有利于实现宽范围的ZVS。同理，可得VT1、VT4死区时间td1的设置区间。

2.4 占空比丢失分析

根据图2和前面开关模态分析可知：原边等效串联电感使得ip不能突变，该电流需要一定的时间来改变极性，即图2中［t3～t5］与［t9～t11］。在这两段时间内变压器原边电流ip下降，使得其副边电流下降，又由于iLo不能突变，故另一个同步整流管导通以实现iLo。在此期间，副边处于续流阶段，变压器副边被短路，在该时间段内副边电压丢失，即占空比损失时间。在这两段时间内，原边电流可近似看作以斜率Vin／Lr线性变化，可知Lr与占空比损失成反比关系。

占空比损失时间tloss＝t5-t3及tloss与开关周期Ts的一半的比值就是副边占空比损失Dloss即：

且有

从而可以得出：

由式（22）可以得出：

1）占空比损失情况与输入电压成负相关，与负载电流成正相关，设计变换器时需要考虑输入电压最低、负载最大的情况，保证此时输出电压依然能正常输出。

2）漏感Lr与占空比损失Dloss成正相关。所以漏感不仅会影响软开关的实现效果，同时会造成占空比损失，所以在设计Lr时需要兼顾ZVS的实现及占空比损失问题。

2.5 开关应力分析

文中前面部分已进行了详细分析。故从模态分析可以得知原边开关管两端电压最大为Vin，流经原边开关管的最大电流为ip的峰值；而副边同步整流管两端电压最大为VMN，流经同步整流管的最大电流为Io。

2.6 副边同步整流控制时序

对于其他全桥变换器而言，由于开关器件本身存在动作时间，在副边使用同步整流模式时，同步整流管的控制时序需要与原边开关管存在一定的死区时间，以防止变压器副边短路。然而，设置死区时间必然会带来损耗，而不对称全桥DC／DC变换器在该方面有着独特的优势。如图4所示，由于该变换器原边开关管控制时序ugs1＆4与ugs2＆3之间存在死区，而副边同步整流管ugs-s1与ugs-s2的与对应的原边开关管一致（时序相同的组合分别是ugs1＆4与ugs-s1，ugs1＆4与ugs-s2），因此同步整流控制时序不需要再设置死区时间。

图4 不对称全桥变换器开关过程模态分析时序

3 仿真实验结果

3.1 仿真参数设置

根据上述分析，本研究使用saber仿真软件对变换器进行仿真。仿真实验参数如表1所示，图5为原边开关及副边同步整流管控制时序，依照表1中的具体参数设置。

表1 系统参数

图5 开关管控制时序

3.2 仿真输出电压及ZVS仿真实现

图6中波形为不对称全桥DC／DC变换器按照表1所设置的仿真参数及图5中的控制时序而得到的变换器电压输出波形，与理论值（参照公式3）98 V极为接近。

图7所示仿真波形中的4道波形分别为VT1、VT4与VT2、VT3两组原边开关管的电压波形：第1组为VT1、VT4的漏极源极电压uds和栅源极电压ugs；第2组为VT2、VT3的uds和ugs。其中标注的虚线框内的波形描绘了2组开关管的开通情况，2组开关管皆在ds极电压为零之后，才开始导通，完成了零电压导通。故该仿真波形验证了不对称占空比控制的策略可以使全桥原边2组开关管实现软开关。

图6 电压输出波形

图7 V T1、V T4与V T2、V T3软开关波形

3.3 占空比损失仿真

就占空比损失量与Lr、输入电压及负载之间的关系，本研究针对占空比损失量与Lr的关系，做了1组对比仿真实验验证，即保证输入电压和负载一致，为了使对比效果比较明显，选区的2组电感值比较大的Lr分别为1μH和3μH。由图8中的仿真波形可知，在前半个周期Lr内1μH和3μH的占空比损失量分别为Dloss1、Dloss2；以及后半个周期内1μH和3μH的占空比损失量分别为D′loss1、D′loss2。由图8可以明显看出，在Lr＝1μH情况下的占空比损失量始终小于Lr＝3μH。以上仿真结果皆与占空比丢失理论分析一致。

图8 Lr＝1μH和Lr＝3μH情况下占空比损失量对比波形

4 结束语

本文分析研究了不对称全桥DC／DC变换器的工作原理。该变换器采用其变压器原边漏感与原边开关管寄生电容以实现原边开关管软开关，使变换器的原边开关损耗得以降低；变换器副边侧利用同步整流技术减少了原二极管整流所导致的导通损耗，从而使得变换器效率得以提升。