应用于车载充电机的高效率交错并联PFC设计

刘秋花, 林琼斌, , 苏先进

(1. 福州大学电气工程与自动化学院, 福建 福州 350116;2. 福州大学科华恒盛电力电子技术研究中心, 福建 福州 350116)

0 引言

近年来以清洁能源作为动力的电动汽车蓬勃发展， 有助于节能减排和环境保护. 电动汽车相应的车载充电机也成为一个新兴产业， 其作为电网与电动汽车动力电池的连接口， 必须具备功率因数校正功能[2-3]. Boost电路因其拓扑结构简单、 效率高、 易于控制等特点而被广泛运用于PFC技术中[4-5]， 其储能电感可抑制电磁干扰和射频干扰， 可实现较大的输出功率. 交错并联Boost PFC电路在较大功率容量的场合具有较强的优势[6-7]， 通过多个交错控制的Boost变换器并联， 有效实现较高功率容量输出， 避免开关管直接并联引起的电流不均， 降低了开关管的容量要求， 且输入电流由多个开关管同时分担， 提高了输入电流纹波频率， 减小了输入纹波电流幅值， 有利于滤波电路的设计和开关损耗的降低.

文采用Boost-APFC和DC-DC变换器的两级隔离型结构， 其中DC-DC变换器由全桥谐振变换器和同步整流器组成， 充电机整机效率可以达到92.5%. 为进一步提高整机效率， 有必要研究车载充电机前级Boost-APFC的设计. 与普通的Boost变换器相比， 交错并联Boost 变换器具有功率因数高、 效率高、 控制能力强的特点. 本研究结合交错并联Boost PFC电路的工作原理， 分析CCM峰值电流闭环控制理论， 基于数字控制， 设计一台4 kW的实验样机加以验证， 可为电动汽车车载充电机提供一种高功率因数、 低输入电流纹波以及高效率的技术方案[10-11]， 使PFC变换器的转换效率满足铂金版要求[12].

1 交错并联Boost PFC工作原理分析

交错并联Boost PFC电路是在单路Boost PFC电路的基础上增加了一路与之并联的电感通路， 拓扑如图1所示. 交错并联模式两个开关管存在50%周期的时间差. 交错并联模式各个部分波形图如图2所示.g1、g2为两个开关管的状态，iL1、iL2为两个电感电流波形图，i为总输入电流波形图，iD1、iD2为续流二极管电流波形. 从图2中的i(A)曲线可以明显看出： 由于两路电感电流的叠加， 能够较大程度地减小输入电流的纹波， 且输入电流纹波的频率增加了1倍， 有效降低了输入电流中的高频谐波含量， 由此可减小EMI滤波器的尺寸[10].

图1 交错并联Boost PFC主电路Fig.1 Interleaved parallel Boost PFC circuit

图2 交错并联模式电流波形图Fig.2 Interleaved parallel mode current waveform figure

为获得较高的功率因数， 本研究采用CCM模式. 开关管S1和S2各有导通、 截止两种状态， 在电感电流连续模式下， 电路可能出现4种工作状态:

1) 模态1. 开关管S1和S2同时导通， 电感电流iL1、iL2均上升， 输出电容Co释放能量.

2) 模态2. 开关管S1截止， S2导通， 电感电流iL1下降而iL2上升.

3) 模态3. 开关管S1导通， S2截止， 此时电感电流iL1上升而iL2下降.

4) 模态4. 开关管S1、 S2均截止， 此时两电感电流iL1、iL2都减小， 输出电容Co储存能量.

通过理论分析在电感电流连续模式下， 交错并联Boost PFC变换器的工作状态和电路特性， 得出了交错并联电路具有降低输入电流纹波和减小电感磁芯尺寸， 提高PFC电路功率等级的优势.

2 主要元件参数设计

交错并联Boost PFC的主要参数设计包括输出滤波电感的设计、 输出电容的选择、 开关管的选取以及功率二极管的选取， 通过损耗分析， 优选损耗最小的. 设计的技术要求参数如下： 输出电压Vo为400 V， 其最大值Vo_max为408 V； 输出电流最大值Io_max为10 A； 输入最小电压Vin_min为180 V； 输入正常电压220 V； 效率η为0.95； 额定输出功率Po为4 kW； 功率因素要求PF值为0.99； 开关频率fo为60 kHz。.

2.1 电感设计及损耗分析

1) 电感量计算. 首先可以根据电感电流纹波要求计算最小电感量， 两电感参数相同， 根据输入电压最小(180 V)和输入额定电压(220 V)这两种情况分别计算.

额定负载时输入电流有效值为：

(1)

式中：Po为输出功率；η为效率；Vin_min_rms为最小输入电压平均值； PF为功率因数要求.

(2)

电感电流的最大允许纹波：

(3)

根据电感电流允许的最大纹波， 由(2)、 (3)式可得最小电感为：

(4)

同理， 可推导出输入额定电压Vin_nor时所需的最小电感值为：

(5)

比较两种情况下， 取其大者. 选取磁环型号： CS467060， 材料为Sendust(铁硅铝粉)， 磁芯的相关参数如下： 磁芯路径Le为10.74 cm， 磁芯每匝电感量LA为135 nH·N-2， 磁芯截面积Ae为1.99 cm2， 磁环厚度Ht为18.0 mm， 磁环外径直径DO为46.74 mm， 磁环内径直径DI为24.13 mm， 磁芯体积Ve为21.373 cm3， 磁芯磁导率μ为60μo(单位H·m-1).

2) 电感损耗分析. 电感损耗主要考虑铜损耗和磁芯损耗； 变换器在工作过程中， 电感进行能量的存储及释放， 引起磁芯 B-H 曲线的变化产生绕组损耗Pcu为：

(6)

式中：Rcu为铜线直流电阻.

占空比函数、 一半的磁通密度变化量函数及磁芯损耗函数为：

(7)

(8)

(9)

式中：a，b，c，d为Micrometal公司提供的磁芯损耗参数，a=7.89×109，b=7.11×108，c=8.89×106，d=2.85×10-14； ΔB(t)为一个开关周期内交流磁通密度；f为开关频率；Ve为磁芯体积.

由式(7)～(9)可计算出磁芯总损耗以及电感总损耗为：

(10)

2.2 开关管及功率二极管的选取

1) 开关管选取及损耗分析. 开关管的耐压Uds取值为输出最大电压、 尖峰电压与预留一定裕量之和：

Uds=Vo_max×(1+k2+k3)

(11)

其中：k2为冲击电流系数， 取值0.1；k3为余量系数， 取值0.1.

由于两个开关管并联， 因此取最大电流Imos为最大电感电流峰值的一半. 并且考虑到并联开关管不均流和冲击电流， 故开关管的电流应力要留较大的余量， 为：

Ids=Imos×(1+k1+k2)

(12)

其中：k1为不均流系数， 取值0.05；k2为余量系数， 取值0.1.

根据开关管的电压电流应力， 所选取的MOSFET STW48NM60N及MOSFET IXFK44N60参数对比如表1所示. 交错并联PFC电路损耗主要由滤波电感损耗及开关管损耗组成. 开关管损耗由通态损耗、 开通损耗、 关断损耗及驱动损耗构成. 接下来就所选取的MOSFET开关管进行损耗分析.

MOS管开通时， 电压由400 V降为0 V， 电流由0 A开始上升. 电感电流最小值包络面函数为：

式中：Iin_nor_pk为额定输入电压下的输入电流幅值； ΔIL_nor为公式(3)的电感电流最大允许纹波.

每个开关周期平均的开通损耗Pon_once以及四个开关管的总开通损耗Pon_four为：

(14)

式中：tf为开关下降时间.

MOS管关断时， 电压由0 V上升为400 V， 电流由电感电流的上升峰值下降到0 A. 电感电流峰值的包络面函数如下：

(15)

式中：Iin_nor_pk为额定输入电压下的输入电流幅值； ΔIL_nor为公式(3)的电感电流最大允许纹波.

每个开关周期平均的关断损耗Poff_once以及四个开关管的总关断损耗Poff_four为：

(16)

式中：tr为开关上升时间.

导通损耗Psustain_four以及总的驱动损耗Pgs_four为：

(17)

式中：Rds为导通电阻；Ugs为驱动电压；Qgs为门极电荷.

综合以上损耗分析可得四个MOS管的总损耗为

PMOS=Pon_four+Poff_four+Psustain_four+Pgs_four

(18)

按照以上MOSFET损耗计算的原则， 对表1所列的损耗进行了对比, 如图3所示. 由图3可以明显看出, 采用MOSFET STW48NM60N比IXFK44N60开关管损耗减小了17.768 W， 因此开关管选取STW48NM60N.

表1 25 ℃下不同器件参数

图3 开关管损耗对比 Fig.3 Comparison of switch losses

2) 二极管选取及其损耗分析. 对于功率二极管的选取， 考虑到当负载由重载切换到空载时， 输出电压会瞬间升高很多， 而且要留有一定的余量， 二极管反向耐压：

Ud_max=Vo_max·(1+krise+k3)

(19)

其中：krise为电压升高系数， 取值0.05；k3为余量系数， 取值0.1.

流过最大电流参考开关管的计算(最大有效值+不均流+留余量)：

(20)

根据功率二极管的反向耐压及耐流， 选取功率二极管为Cree公司的碳化硅C3D10060A及IXYS公司DHG10I600PA， 参数对比如表2所示.

开关管关断的时候， 功率二极管会产生正向损耗， 此时电流是电感电流的下降值， 则其平均电流可由下式求得：

(21)

在半个周期内积分得到正向损耗：

(22)

由公式(7)计算平均占空比：

(23)

反向损耗可以表示为：

Pdio_reverse=Vo×Idio_reverse×Davg

(24)

单个功率二极管的开关损耗可以表示为：

(25)

式中：Idio_reerse为反向漏电流.

四个功率二极管总损耗为：

Pdio=(Pdio_forward+Pdio_reverse+Pturn)×4

(26)

为比较两种功率二极管的损耗分布， 对所选取的两种型号二极管的主要损耗进行对比， 如图4所示. 由图4可知， DHG10I600PA的损耗略高于C3D10060A， 考虑到整体的效率问题， 选取的功率二极管型号为C3D10060A.

表2 125 ℃下不同器件参数

图4 两种二极管主要损耗对比 Fig.4 Main loss contrast of two kinds of diodes

2.3 输出电容Co

图5 变换器损耗分布Fig.5 Transformer loss distribution

输出电容的耐压Uco取值和前面开关管及二极管的选取类似， 也是为输出最大电压、 尖峰电压与预留一定裕量之和.

电容容值按照去电维持时间计算. 因此，Co可以由下式得到：

(27)

式中：Thold为去电维持时间， 取50 ms；Iomax为输出最大电流10 A.

2.4 总损耗

通过各部分损耗分布分析与计算， 所选的器件损耗分布如图5所示， 可知滤波电感、 二极管和开关管的损耗占主要部分， 可以从优化这三部分入手， 以进一步提高变换器的效率， 且满足车载充电机的要求.

3 实验

图6 双闭环SPWM控制系统示意图Fig.6 Schematic diagram of double closed-loop SPWM control system

搭建交错并联Boost PFC实验样机， 控制芯片采用飞思卡尔常用芯片56F8013系列中的一员56F8013VFAE. 根据交错并联PFC的工作模态， 采用输出电压及电感电流瞬时值反馈的双闭环SPWM控制策略控制开关管S1、 S2的导通与关断来实现整流， 其整体控制框图如图6所示. 电感瞬时电流反馈作为电流内环， 可有效提高系统动态响应和抗负载扰动能力， 还可以实现限流保护功能， 输出电压外环可以实现稳压控制， 减少波形畸变.

实际工况中不同负载下的交错并联 Boost PFC电路工作波形包括56.5%的负载、 103.4%的负载输入电压uin、 输入电流iin、 输入电流电感电流iL及开关管漏源极压降uds波形， 如图7所示. 实验波形如图8所示， 可以看出， 不同负载时， 交错并联PFC的输入电流相位跟踪输出电压可实现接近单位功率因数.

图7 不同负载下的输出电压、 输出电流波形Fig.7 Output voltage and output current waveform under different loads

实测满载时， 功率因数值为0.998. 样机PF值与THD值随输出功率变化如图8所示. 从图中可以看出， 负载功率在775.45～4 248.1 W时， 系统的功率因数始终保持在0.99以上， 满足设计要求. 电源在20%， 50%， 100%三种负载下所对应的铂金版效率要求分别为90%， 94%， 91%. 样机效率随输入功率变化如图9所示. 由图9可明显看出样机的实际效率为97.43%， 97.55%和97.36%， 远远高于铂金版的效率要求. 同时， 这对于在电动汽车上的应用具有一定的指导意义.

图8 PF值与THD值随输入功率的变化Fig.8 Variation of PF and THD with input power

图9 效率随输入功率的变化Fig.9 Variation of efficiency with input power

4 结语

针对电动汽车车载充电机前级PFC部分， 提出一种基于数字控制的中大功率交错并联的平均电流型Boost PFC. 分析变换器连续导电模式(CCM)的工作原理， 给出关键电路参数设计、 电路详细设计过程以及损耗分析. 通过较详细的损耗计算， 对比择优选择损耗参数较小的元器件， 损耗得到明显降低， 整机效率也得到相应的提升. 最后试制了一台4 kW的交错并联Boost PFC实验样机， 实验结果验证了理论分析的正确性. 同时也论证了所提出的中大功率交错并联PFC具有良好的功率因数校正效果， 半载以上输入PF≥0.998， 且能够满足电源转换效率铂金版标准的要求.