基于数字信道化的DRFM设计

石远东,顾 军

(中国船舶重工集团公司第七二三研究所,江苏 扬州225101)

0 引 言

随着信号处理技术的高速发展,雷达的工作带宽越来越宽。目前调制带宽超过1 GHz、捷变带宽达到4 GHz的雷达已经投入使用。为了快速截获雷达信号,并且对其实施有效干扰,需要研究宽瞬时带宽的接收机和干扰机。

基于数字信道化技术的宽带数字接收机目前已经得到了广泛应用。宽带数字化干扰源主要采用高速模数转换(ADC)采样、全带宽信号存储调制、高速数模转换(DAC)恢复的方案。采用此方案的数字化干扰源将全带宽信号进行存储,并同时进行频域调制,算法相对简单易实现,但需要消耗大量的硬件资源,而且对同时到达信号的处理能力较弱。本文研究了一种基于数字信道化的数字射频存储(DRFM)结构,利用子信道数据实现干扰信号的时域、频域调制,同时采用2倍过采样技术有效抑制了相邻信道之间的信号混叠,实现了信号的近似重构。文中首先推导了信道接收和发射的多相滤波数学模型,然后使用Matlab进行了宽带信号合成、多信号干扰调制仿真,验证了算法的可行性。

1 信道化DRFM模型

1.1 信道化接收原理及其框图

数字信道化是多数据率信号处理的一个分支,接收是将全带宽信号划分为K个子频带,每个子频带信号与相对应的中心频率混频到零中频,然后经过一个带宽为信道宽度的低通滤波器,最后经过D倍抽取产生K路基带正交信号[1]。信道化接收原理框图如图1所示。

采用图1结构的信道化接收机覆盖了采样信号的全部频带,具有全概率截获能力。但是当ADC采样速率很高时,计算量过大,不易工程实现。下面利用多相滤波结构推导一种高效的实现方法。

根据图1,第k个信道的输出yk(m)为:

图1 信道化接收原理框图

式中:s(n)为输入信号;h(n)为原型低通滤波器的系数;K为信道数目;D为子信道抽取倍数。

一般信道化模型采用K=D的结构,即子信道抽取倍数等于信道数目,亦称为临界采样模型[2]。采用临界采样模型的子信道数据虽然可以获得更低的数据率,但是在信道重构时子信道的过渡带分量会与带内信号发生混叠。为了不产生频谱混叠,需满足即子信道抽取倍数小于等于信道数目的一半[3]。本文中取D=K/2,同时令sp(m)=s(mK-

根据上述公式推导,可以得到基于多相滤波结构的数字信道化接收模型,如图2所示。第k路子信道信号yk(m)是输入信号s(n)经过抽取、多相滤波、离散傅里叶逆变换的结果。基于多相滤波结构的信道化接收模型具有以下几个优点:在数字滤波之前先进行抽取降速,降低了滤波过程的运算量;滤波器hp(m)为原型低通滤波器的多相分量,阶数减小到原来的1/K;离散傅里叶逆变换(IDFT)可以通过反快速傅里叶变换(IFFT)快速算法来实现,提高了运算效率。因此,多相滤波结构降低了系统的数据率,提高了实时处理能力,满足了实际工程应用的需求。

图2 多相滤波结构的信道化接收模型

1.2 信道化发射原理及其框图

假设需要同时发射I个基带复数信号mi(k)(i=0,1,…,I-1),信号带宽为Bw,并具有相同的采样频率fs。首先对I个基带信号进行I倍内插和低通滤波,得到基带数字频谱带宽变为。然后分别乘以移频因子ejωin,将基带信号上变至ωi处,其中将这I个信号相加,可以得到发射信号y(n)。原理框图如图3所示。

图3 信道化发射原理框图

图3 的信道化发射原理框图虽然实现了多通道的同时发射,但实际上是一种多通道并行叠加的方法,实现效率低下。下面推导基于多相滤波结构的数字信道化发射模型:

式中:h(n)为原型低通滤波器系数;I为信道数;m′i(n)为第i路输入信号mi(n)进行D倍内插的信号,为了与信道化接收模型相匹配,取内插值等于信道数的一半,即D=I/2。

式中:mp(r)为第i路输入信号mi(l)与符号因子(-1)ir相乘后进行离散傅里叶逆变换的结果。

根据公式推导,可以得到基于多相滤波结构的数字信道化发射模型如图4所示。由图4可知,IFFT与滤波运算位于D倍插值之前,大大降低了运算速率,每一信道的滤波器系数变为原型滤波器的多相分量,降低了运算量,有利于实际的工程实现。

图4 多相滤波结构的信道化发射模型

1.3 基于信道化的DRFM设计

本文设计的基于数字信道化的DRFM系统结构如图5所示。这个系统由下变频模块、高速ADC、信道化接收、信号检测、干扰控制、存储调制、信道化发射、高速DAC和上变频模块组成。

图5 数字信道化DRFM系统结构图

整个系统的工作流程如下:

(1)经过天线接收后的射频信号与本振信号进行混频,将信号下变频至高速ADC模块的处理频带内。

(2)使用高速ADC模块对中频模拟信号进行数字化处理,将数字信号送给信道化接收模块。

(3)信道化接收模块对高速采样信号进行信道化处理,产生多信道低数据率的正交信号。

(4)信号检测模块对每一信道的信号进行检测,若信号超过检测门限,则对信号进行参数测量,计算信号的幅度、频率、到达时间、脉宽等参数,将测量结果送给干扰控制模块,同时将原始信号送给存储调制模块。

(5)干扰控制模块对参数测量结果进行分析,并控制存储调制模块产生相应的干扰样式。

(6)存储调制模块将需要干扰的子信道数据进行时域、频域调制,将调制后的数据送给信道化发射模块。

(7)信道化发射模块将子信道调制数据合成一路高速数据,不需要干扰调制的子信道数据全部置“0”。

(8)高速DAC将合成后的高速数据转换成模拟信号,最后经过上变频模块转发出去。

图5中的DRFM系统采用宽带数字信道化技术,具有宽瞬时带宽、大动态范围、能处理同时到达信号等优点。干扰时只需要对包含雷达信号的子信道信号进行干扰调制,与一般结构的DRFM系统相比,具有如下优点:

(1)节省了大量存储器和乘法器资源、大大减少了干扰调制运算量,有利于设计更加精细化的干扰样式。

(2)具有同时多信号干扰能力。当同时到达的信号位于不同子信道时,对这些子信道信号分别进行不同参数的干扰调制,再经过信道化合成就可以实现多信号不同干扰样式的同时调制,提高干扰效能。

(3)信道化合成时只送入需要干扰的子信道数据,其余子信道数据全部置“0”,可以有效抑制噪声,提高输出信号的信噪比。

2 仿真验证

利用Matlab仿真验证信道化接收、发射算法的有效性。假设高速ADC、DAC的采样速率为2 000 MHz,信道数为32个,则子信道带宽为62.5 MHz,原型低通滤波器频率响应如图6所示。

图6 原型低通滤波器频率响应

2.1 宽带跨信道信号合成仿真

假设ADC采样信号为一宽带线性调频信号,脉宽15μs,调频带宽150 MHz,信号中心频率500 MHz,频域波形如图7所示。输入信号分别覆盖了8、9、10 3个子信道,图8、9分别是输入信号经过信道分解后第8、9、10子信道的时域、频域波形。

图7 输入信号频域波形

图8 子信道时域波形

图9 子信道频域波形

由图8子信道时域波形可知:线性调频信号首先进入第8个信道,然后依次进入第9、10个信道,说明该调频信号是正斜率调制,这与理论分析是一致的。在进行信道合成时,将第8、9、10个信道数据同时送入信道化发射模块,其余输入通道数据全部置“0”,信道合成后的输出数据频谱如图10所示。该图与图7输入信号频域波形基本一致,只是输出频谱在信道相邻处有明显“凸起”。这是由原型滤波器的非理想矩形特性引起的。通过优化原型滤波器,可以减小“凸起”,使功率起伏控制在±0.1 dB,从而验证了信道化合成算法的正确性。

图10 输出信号频域波形

2.2 同时到达信号合成仿真

假设同时输入2路线性调频信号,信号1中心频率340 MHz,调制带宽20 MHz,位于第6、7个子信道;信号2中心频率560 MHz,调制带宽5 MHz,位于第10个子信道。对这2路信号同时进行频域调制。为了方便观察,分别调制较大的频率偏移量:第6、7个子信道信号调制-5 MHz,第10个子信道信号调制+10 MHz。将第6、7、10个信道数据同时送入信道化发射模块,其余输入通道数据全部置“0”。输入、输出信号频域波形如图11所示。输出信号1中心频率为335 MHz,输出信号2中心频率为570 MHz。2个信号分别完成了-5 MHz、+10 MHz的频率偏移,与理论分析完全一致。

图11 同时到达信号频域输入、输出波形

3 结束语

本文阐述了一种基于数字信道化技术的DRFM系统,该系统具有频率覆盖范围广、系统灵敏度高、可实现同时多信号干扰等优点。使用Matlab对设计进行了仿真验证,证明了设计方法的可行性和正确性。本设计可应用在宽带有源干扰机的工程实践中,具有很好的实用价值。