宽带大功率超短波射频通道测试系统设计

陈天驰，李文海，刘 勇，何山红

（1.海军航空大学，山东烟台264001；2.安徽工业大学，安徽马鞍山243002）

机载射频通道是射频接收机和发射机及其前端的部分，包括接收机、发射机及前端波导开关、限幅器、天线和馈线等部件，在各个部件自身状况和交联关系良好的情况下，其性能主要取决于天线对外界信号的接收状况。所以，射频通道的状态直接影响到装备的各方面性能。目前，部队对装备状况的掌握，主要依赖于日常维护检测和装备设计院所的定期巡检工作，通常是检测装备的功能指标，而忽略了系统接收灵敏度和有效辐射功率这类反映装备射频通道性能的指标。装备受使用年限的增长、维护保障操作不当等多种因素影响，在使用过程中射频通道性能极有可能发生退化，若不及时掌握装备射频通道的实际变化，将影响其对信号的发射和接收功能，进而影响装备作战效能的发挥。

近年来，对超短波通信系统性能的检测越来越广泛，包括通信距离、抗干扰能力和电磁兼容等方面，文献[1]提出了通过提高接收机灵敏度、天线增益和发射机功率的方式，来提高超短波电台的通信距离，但没有考虑各个部件相互连接在一起，对射频通道的综合影响。文献[2]设计了一种分析机载超短波通信链路余量的软件系统，其可以分析超短波通信链路性能的数值变化，但是如果射频通道出现故障，该软件系统无法对故障进行定位。文献[3]提出了机载超短波电台通信距离的排查方法，是针对电台整体宏观的排查，却没有精确到射频通道完好性的检测。文献[4]提出了一种能够对机载超短波电台语音通信系统性能进行测试验证的方法，其可以掌握电台的实际工作性能，但是由于测试距离较远，环境对测试结果影响较大。

本文以机载超短波通信系统为研究对象，设计了一个机载射频通道性能的测试系统，系统的核心部分是一个自行设计的加载偶极子天线，该天线作为检测探头可接收被测对象所辐射出的信号，并根据接收到信号的功率大小，通过理论分析和计算，反推出机载超短波通信系统的有效发射功率，进而检测出该射频通道的性能状况。

1 射频通道测试系统模型

机载射频通道测试系统基于通信链路模型设计，通信链路包括发射机、接收机、射频电缆、天线和机载天线等部件及信号在空间中的传播路径，如图1所示，射频通道测试系统的结构可简化为虚线框内的部分，虚线框外则表示被测射频通道的简化结构。

发射机的有效发射功率决定着信号的初始强度大小，是影响机载射频通道发射性能的最主要因素；信号在射频电缆中的传播会产生一定的损耗，可以通过直接测量的方式获取；机载天线增益是已知的，检测天线衰减随频率的变化是测试系统主要部分，将在文中部分进行求解；信号在空间传输过程中会发生衰减，衰减值会随工作频率和作用距离的不同而变化。因此，必须将随频率、距离变化的空间传播损耗，与随着频率变化的天线特性共同叠加到链路的分析计算中[5-8]。

根据上述测试系统的组成，其链路关系可表述为：

式（1）中：Pt为发射机的发射功率；Pr是接收机所检测到的信号功率大小；Gr是检测天线的增益（即天线衰减）；Gt是机载超短波天线的增益；Ll是发射馈线及电缆损耗；Lf是信号的空间衰减。

2 测试系统检测天线设计

2.1 宽带辐射体设计

机载超短波天线通常是垂直极化，由于该系统工作频率为宽带、超短波频段（100～400 MHz），在外场测试环境下，接收信号极易受到周围环境的影响而产生不可忽视的误差[9-10]。在检测功率等参数时，如果机载天线与检测天线距离过远，周围等物体反射将会对检测结果造成较大影响，因而机载天线与检测天线的距离一般较近。此种情况下，如果检测天线的尺寸过大，将会改变发射天线的原有电场分布，造成检测误差增大，因而天线的小型化设计是必不可少的。同时，还须要考虑宽频带设计，采用蝶形偶极子辐射体达到拓宽工作频带的目的，在辐射效率和尺寸之间折中考虑，最终选取辐射体单臂长为120mm，宽度为90mm，其结构如图2所示。

图2 偶极子辐射体及实物图Fig.2 Dipole radiation body and physical graph

利用基于有限元法的三维电磁仿真软件HFSS对偶极子辐射体建模仿真，得到其在100～400 MHz频段内的输入阻抗曲线如图3所示。在实际使用情况下，既有发射天线，也有接收天线，两者相互作用，会对输入阻抗的值有一定影响。在收发天线同时存在的情况下，通过测试可以得到更准确的输入阻抗值，但在进行测试时，需要在辐射体两端额外引入连接线和测试接头，但由于受到测试条件限制，连接线和测试接头对辐射体的输入阻抗的影响很难消除，而该影响对输入阻抗的影响又不能忽略[11]。为了衡量收发天线的相互作用对输入阻抗的影响，本文在收发天线相隔不同距离时，测试了其输入阻抗，结果表明，当收发天线相隔300mm以上时，随距离变化，输入阻抗的值变化不大，说明当收发天线相隔300mm以上时，收发天线对输入阻抗的影响基本可以忽略。因此，当收发天线相隔300mm以上时，本文采用理论计算的输入阻抗作为辐射体的输入阻抗值。

图3 偶极子辐射体输入阻抗Fig.3 Input impedance of dipole radiator

由图3可知，在整个工作频带内，当工作频率发生变化时，偶极子辐射体的输入阻抗Zin会发生变化。仅有极个别频率点的输入阻抗与馈线的特性阻抗50 Ω相匹配，当天线与发射机或接收机相连时，绝大部分频率点会存在反射现象，会造成信号波形失真，也容易引起发射机的自激等现象。为了保证天线与检测设备在工作频段内消除反射现象，使天线能够正常检测宽频段内的信号，需要对天线进行阻抗匹配。

2.2 阻抗匹配网络设计

阻抗匹配网络的设计目标是消除输入阻抗的虚部，使实部接近于馈线的特性阻抗50 Ω。本文利用了一个1∶4传输线变压器，可以按比例放大输入阻抗值[12]，提高天线的辐射效率，同时增加一个π型衰减器，通过消耗能量的方式降低天线的反射系数，并且可以在信号功率过大情况下保护接收机。

2.2.1 变压器提高等效输入阻抗

图4给出了传输线变压器的高频等效电路图。根据微波传输线理论，由等效电路得到输入阻抗表达式为：

由式（2）可知，输入端的阻抗与传输线长度l、负载阻抗ZL及传输线的特性阻抗Zc有关。当βl远小于1时，即传输线线长远小于工作波长时，cosβl→1，cosβl→0，计算得到Zin=ZL/4。因此，传输线变压器对天线阻抗实现了1∶4的阻抗变换作用。

图4 变压器高频等效电路图Fig.4 High frequency equivalent circuit diagram of transformer

2.2.2 π型可调衰减器

衰减器属于有耗网络，有耗匹配网络主要解决的问题就是虚部过大的问题，因而在匹配电路中适当地加入有耗元件，降低输入阻抗虚部与实部的比值，达到改善天线阻抗特性的目的。本文采用可调π型衰减器，如图5中C部分，组成π型结构的3个电阻阻值为R1、R2和R1。由电路输入和输出电压的关系，可计算出衰减电阻的阻值大小[13-15]。

本文根据不同的检测状态，设计了不同衰减量的衰减器，即2个衰减不同的检测天线。检测天线1的衰减器衰减量为8dB，对应的电阻阻值R1=151 Ω、R2=56 Ω；检测天线2的衰减器衰减量为16dB，对应的电阻阻值R1=68 Ω、R2=151 Ω。

2.2.3 检测天线等效电路

利用“化场为路”的方法，将偶极子辐射体的输入阻抗从时域变换到频域，当偶极子辐射体的虚部等效是电容C0时，结合传输线变压器的特性，并利用电路理论得到整个检测天线的等效电路如图5所示。等效电路共分成3个部分。其中，A部分为偶极子天线辐射体，可等效为一个负载阻抗，由一个纯电阻和一个电容（或电感）串联构成；B部分为1∶4传输线变压器，可按比例放大电阻实部的大小；C部分为π型可调衰减器，用于吸收信号功率，消除输入阻抗虚部，当接收信号功率过大时，衰减器可以有效降低信号的功率，使传输到接收机的信号功率减小，具有保护接收机的功能；Zin为端接负载的阻值，即接收机内阻，标准值等于50 Ω。

图5 检测天线等效电路Fig.5 Equivalent circuit of the antenna detection

利用上述理论，当偶极子辐射体的虚部等效是电容C0时，终端Zin左边的输入阻抗为：

式（3）中：R0为检测天线输入阻抗的实部；n为变压器的匝数比，n为2；ω为角频率；“//”表示并联电路的逻辑关系。[16-18]

求出Z0后，则可计算出天线与接收机或发射机连接处的驻波比，天线1和天线2的驻波比如表1所示。

表1 驻波比随频率变化表Tab.1 Variation of standing wave ratio with frequency

从表1看出，在100～400 MHz的工作范围内，驻波比均小于2，说明反射较小，满足常规天线的要求。

3 测试系统传输衰减量分析

3.1 检测天线的传输衰减

根据图5所示的等效电路，求解等效电压、电流的表达式，根据S参数（反射系数）等，计算检测天线传输衰减。

由图5得到偶极子辐射体右边的输入阻抗为：

在偶极子辐射体与Z1的连接处，由于Z1与偶极子辐射体阻抗不匹配导致的反射系数为：

天线接收到的功率为：

式中，ZA为偶极子辐射体的输入阻抗。

由图5根据电路理论，由如下的联立表达式可以求出负载上的电压U0和电流I0为：

从而可以计算出负载吸收的功率为：

进而计算出检测天线的传输损耗为：

天线1和天线2所对应分别对应的衰减LA1和LA2随频率变化的结果如表2所示。

表2 检测天线衰减随频率的变化Tab.2 Changes of antenna attenuation with frequency

通过等效电路计算出的检测天线的衰减是理想状态下的结果，具有一定的局限性。一方面，根据变压器的阻抗变换原理，当工作频率越低，且绕制所用的传输线长度越短时，能够满足βl≪1的条件，其所呈现出的变换比越接近理论值，而当工作频率较高时，阻抗变换比会偏离理想值；另一方面，π型衰减器的电阻是集总元件，其端接连接线会引入引线效应，引线效应是随频率变化的；同时，微带线的介质材料的均匀性等也会在整个匹配网络中引入不连续性。这些都会影响天线的衰减值的精确计算。为了获得更加精确的衰减值，下面将采用微波网络方法，如图6所示，把变压器、π型衰减器和微带线共同看作一个二端口网络，利用矢量网络分析仪测量出该网络的散射矩阵和输入阻抗，从而计算出天线衰减。

图6 检测天线端口网络等效电路Fig.6 Equivalent circuit of antenna port network detection

根据二端口网络S参数的性质，可得：

负载（接收机）接收的功率为：

式中，ZL为接收机内阻，其为标准值50 Ω。

网络左边端口的反射系数为：

辐射体两端的电压为：

天线的接收功率为：

根据式（10）～（14），求出天线1和天线2的衰减LB1和LB2如表3所示。

表3 检测天线衰减随频率的变化Tab.3 Changes of antenna attenuation with frequency detected

通过对比表2、3的结果，发现2组数据随频率变化趋势基本一致，但部分频率有一定的差异。这说明变压器阻抗变换效能、衰减网络的引线效应和微带线的不连续性会随频率变化而变化，且该影响不容忽视，所以本文将采用表3的数据作为测试系统中天线衰减值。

3.2 测试系统空间衰减

为了计算测试系统的空间衰减，须要固定测试系统的测试距离。由于超短波频段波长短，传输的电磁波容易受到外界干扰，且该干扰会随频率变化而变化。考虑到测试环境和测试条件等方面的因素，为了尽可能不破坏机载天线周围电场分布，且避免外界环境干扰，折中选取300mm为测试距离。

下面将采取基于有限元法的全波分析与微波网络理论相结合的混合法求解近场条件下的空间衰减。求解过程中，由于变压器作为一种非常规的微波元件，在利用基于有限元法的全波电磁仿真软件HFSS建立天线模型时，无法建立变压器的模型。因此，模拟过程分为2步：首先利用HFSS建立收发天线（不包括匹配网络）的模型，将收发天线设置为一个二端口微波网络，求出收发天线二端口微波网络的S11和S21；再利用微波网络理论，计算出空间的传输衰减为：

计算结果如表4所示。

采用全波分析方法，在近场环境下，不仅可以考虑到收发天线之间的相互影响，还可以解决收发天线的近场增益计算问题，理论上可以获得更高的精度。

3.3 测试系统的实验验证

由于机载超短波天线和测试系统检测天线具有相同的极化方式，为了更精确地检验所设计测试系统的性能，下面利用设计的2个不同衰减系数的检测天线分别作为发射天线和接收天线，控制测试距离保持300mm不变，结合检测天线的传输衰减和空间衰减量，对测试系统的误差进行校准分析。

使用三脚架将天线1和天线2架设，控制2个天线辐射体平面相互对准且保持平行，平面间距离300mm，利用信号源模拟发射机发射为检测天线1输入0 dBm的信号，用频谱仪显示检测天线2所收到的信号功率大小，记录不同工作频率的测试数据。

表5中，预期电平是通过发射机功率、天线衰减和空间衰减求和，并对天线的反射损耗进行补偿后计算得到的。从实验数据可以看出，实测值和预期值存在误差，其原因可能是由于短波情况下，电磁波容易受到周围环境的影响，会出现多次反射的现象，接收天线不但会接收到发射天线直线传播的电磁波，也会接收到不同方向反射的电磁波；同时，辐射体的输入阻抗也会受到周围环境的影响而发生改变，导致天线的衰减值偏离计算值；同时，测试网络的散射矩阵和输入阻抗时，由于连接的引线或者接头也会引入一定的误差等多个因素共同决定的。但其误差均不大于5dB，理论计算结果与实验结果还算比较吻合。

表5 300mm距离天线收发实验数据Tab.5 Experimental data received and received by the antenna at a distance of300mm

在实际应用时，检测对象为机载超短波通信系统射频通道，首先需要利用机载超短波天线的增益值替代本文实验中的单个检测天线的衰减，用检测天线接收超短波天线发射的信号；然后，根据接收到的信号功率大小，反推出射频通道的有效辐射功率，实现对射频通道性能的检测。为了提高测试精度，可以在工作环境中现场对测试系统进行校准，即用天线1和天线2进行模拟的收发实验，把实验测试数据与预期数据作对比，其误差可以作为校准的参考值，通过这种方式，可以进一步提高测量精度。

4 结论

本文设计了一个机载超短波通信射频通道测试系统，并利用高等电磁场理论、微波网络理论、天线理论和电路理论等相结合的混合方法分析了其性能。在系统没有进行校准的情况下，在宽频带内依然获得了较高的检测精度，计算结果和测试结果的吻合，证明了设计过程的正确性和有效性。