一种可实现天线极化切换功能的S 波段前端组件设计

周海进 王嘉煜 康 颖

(西安电子工程研究所 西安 710100)

0 引言

近年来，雷达技术研究取得了巨大的进步，不同体制、不同功能任务类型的雷达层出不穷。但无论其组成架构、工作体制如何变化，增强雷达对目标信息的获取、识别能力和在复杂环境下的工作、生存能力一直是业界工作者追求的两大主题。通常情况下，雷达大多是从回波信号的频率、幅度、相位等参量中提取目标相关信息，随着人们对电磁波极化参量的认识愈发成熟，现代雷达系统设计中对于探测信号极化信息的利用获得了越来越广泛的关注[1]。

在雷达射频前端硬件设计过程中，实现电磁波信号以不同的极化形式辐射或者接收有两种基本方式：一是单一极化天线单元与有源收发前端一一对应，此方式可以实现不同极化电磁波信号同时发射或者接收，但有源部分成本代价较大；二是每对极化正交天线单元共用一个有源收发前端，输出端口通过大功率射频单刀双掷开关实现不同极化辐射端口间的切换，此方式成本相对低廉，但不同极化的电磁波信号需分时发射或者接收。在大型相控阵系统中，收发前端通道的数量较多，考虑雷达硬件成本控制因素，选用第二种方式更为可行，此时设计一款输出对应一对极化正交天线且具备极化切换功能的收发组件就显得非常必要。

1 组成

本文介绍的可实现天线极化切换功能的S波段有源前端组成框图如图1所示。其中收发组件部分(虚线框内)主要包括：

1)发射链路，主要实现对频率综合器送入射频小信号的功率放大功能；

2)接收链路，主要完成对天线接收回波信号的放大；

3)环形滤波组件，主要完成射频信号收发转换和对带外干扰信号及功率器件非线性效应产生的无用信号的抑制功能；

4)大功率射频单刀双掷开关，主要完成收发组件与外部极化正交辐射天线的连接和极化切换功能；

5)电源调制电路，主要实现收发链路上、下电控制，同时具备模块高温保护及大功率开关上电时序保护功能。前端组件模块采用多层微波数字混压PCB技术实现，减小了的体积，提高设计集成度和可靠性[2-5]。

2 组件电气设计

2.1 发射链路设计

以中等功率收发组件设计为例，设计验证目标设定为：发射通道两端口发射功率增益均大于48dB，饱和输出均大于51dBm，二次谐波抑制均小于-60dBc，效率均大于35%(发射占空比不小于10%)，接收通道噪声系数不大于3dB。考虑到S波段功率放大器件增益和效率水平现状，我们选用三级放大器级联放大方案，其中第一级为GaAs器件，后两级均为高效率GaN器件；考虑到功率放大器件饱和放大时由于非线性效应对输出谐波信号带来的影响，我们在环形器与极化切换开关中间添加腔体带通滤波器以满足组件带外抑制指标要求；单通道组件完成功率饱和放大后通过单刀双掷开关输出对应一对极化正交天线，因此所选择的开关既要可承受大功率传输，同时插入损耗也须尽量小以免影响发射效率和接收噪声系数。本设计中，选用的开关主要指标为：

1)工作频段：S波段；

2)插入损耗：≤0.4dB；

3)峰值承受功率：≥200W；

4)端口驻波：≤1.3；

5)路间隔离：≥30dB；

6)相位一致性：≤±5°；

7)切换响应时间：<1μs，满足组件的研制要求。

发射通道的硬件组成、链路功率及各级增益指标分配如图2所示：可以看出，输入射频信号约3dBm，经过小信号收发切换开关(插入损耗约2dB)输出功率1dBm到高增益预驱动放大器(HGA)，预驱动放大器放大(饱和增益约21dB)后输出功率22dBm，经驱动放大器(DRA，饱和增益约19dB)放大输出41dBm，经级间隔离器(插入损耗约0.5dB)到末级高效率放大器(HPA)，经末级放大器(功率增益约12dB)放大输出功率约52.5dBm，经环形器(插入损耗约0.3dB)、腔体带通滤波器(插入损耗约0.3dB)、大功率切换开关(插入损耗0.4dB)输出51.5dBm至极化正交天线。考虑高温及批量器件指标离散，组件输出功率满足大于51dBm的设计要求。

组件效率定义为模块输出功率与总耗散功率的比值，计算公式为：

(1)

其中：Pdiss为各级放大器漏极耗散功率与控制电路、栅极供电电路功耗之和。根据厂家提供的测试数据，在10% 占空比条件下，预推动放大器工作电压为+8V，连续波工作电流为200mA；推动级放大器漏极工作电压+28V，饱和输出时漏极效率典型值为40%；末级放大器漏极工作电压+28V，饱和输出时漏极效率典型值为58%。控制电路与栅极供电电路总功耗根据实测评估结果大约为3W左右。结合图2链路指标分解，计算组件总耗散功率为：

Pdiss=(8V*0.2A+12.5W/0.4+177.8W/0.58)*10% + 3W = 36.9W；

(2)

因此，组件估算效率η= 141W*0.1 /36.9W = 38.2%，符合设计要求。

2.2 接收链路设计

在接收链路设计中，噪声系数是表征其特性的一个关键因素。如图1所示，接收通道主要由极化切换开关、腔体滤波器、环行器、限幅低噪放、收发切换开关级联构成。对于多级级联系统来讲，假设各级增益分别为G1，G2，G3；各级噪声系数为NF1，NF2，NF3；则通道总的噪声系数计算公式为[6]：

(3)

在本收发前端组件设计中，限幅低噪放之前无源器件插入损耗约为1dB,选取的低噪声放大器增益为28dB，噪声系数小于1.6dB，低噪放之后传输线、收发转换开关插入损耗2.5dB，将各值代入公式(3)计算可得接收通道噪声系数NF=2.6dB。

2.3 电源调制电路设计

如图2所示，大功率射频单刀双掷开关的引入实现了单通道组件对应一对极化正交天线的功能，降低了雷达硬件的实现成本，但同时也要求其具备可承受大功率，插入损耗小，响应速度快的特性，结合当前可供选择的开关类型，选用基于PIN二极管实现的开关更为合适，不足之处在于此种类型开关要求在大功率射频信号输入之前必须已经处于正常上电状态，以提高开关工作的可靠性。为了解决这一问题，我们在传统GaN功率器件漏极调制电路设计基础上，通过增加比较电路和与门逻辑判断电路的方式，将大功率单刀双掷开关工作电压的上电时序添加设置为判断漏极调制电路外部控制信号通断与否的关键要素，设计了一种新的具有大功率开关工作电压上电时序保护功能的漏极调制电路，确保只在大功率单刀双掷开关处于正常上电状态下漏极调制电路才会正常开启输出，进而对送入GaN器件的射频信号进行饱和功率放大。

表1 电路元器件参数与类型(发射测试占空比：10%)

新型漏极调制电路原理图如图3所示,+3.3V和-60V为大功率射频单刀双掷开关工作电压，T_PULSE为系统送入发射控制脉冲。由电路逻辑关系可以看出，只有当所有电压均正常上电、T_PULSE置高电平两个条件同时满足时，图3中的P-MOS管V2源极-栅极间才能产生正向压差并使其源极-漏极导通，电源输出电压+28V方可从P-MOS管的源极传送至漏极输出给GaN功率器件，使其处于放大状态。图3中各元器件值如表1所示。

3 实测结果

基于前述分析制作了前端组件实物样机，并在发射占空比10%的条件下对相关指标进行了常温指标测试[7]。图4给出了有源前端收发组件两个输出端口的发射功率和工作效率实测曲线，可以看出，在大于15%的相对工作带宽范围内，端口输出功率均大于51dBm,工作效率均大于36%，工作频段高端效率偏低的原因一是由于末级GaN器件自身特性所致，二是开关在大功率工作条件下频带高端插入损耗相对偏大。图5给出了端口输出的二次谐波特性曲线，可以看到在整个工作频带内均满足小于-60dBc的设计要求。图6给出了接收通道的噪声系数和增益曲线，可以看到在整个工作频带内噪声系数均低于2.4dB,接收增益在25-26dB之间，符合设计预期。

4 结束语

文中介绍一种通过添加大功率射频单刀双掷开关实现收发前端输出极化切换的方法。详细阐述了组件收发链路的设计过程，并结合开关特性对功率器件上电控制策略的影响，设计了一种新的具有大功率开关工作电压上、下电时序保护功能的漏极调制电路。制作了实物模型并对相关指标进行了测试，结果验证了文中提出设计方法的正确性和有效性。