毫米波压控振荡器设计

张加程，高晓强，孙高勇

（中国电子科技集团第十三研究所，河北 石家庄 050051）

0 引言

随着电子通信的发展，要求的通信频率越来越高，毫米波频率源已经成为发展趋势；传统的毫米波频率源大多采用倍频的方案，倍频器的引入必然会增加整体功耗，增加产品体积，而且会带来1/2和3/2次谐波。毫米波振荡器的研制成为解决该问题的关键，因此对毫米波振荡器的开发是必然趋势。

双极性晶体管以其优异的1/f噪声性能被广泛应用于振荡器中。GaAs HBT工艺已经发展的成熟和稳定，同时代工厂器件模型的准确性也越来越高，利用ADS原理图和版图仿真，设计芯片的成功率大幅提升，单片VCO越来越成为未来毫米波振荡器发展方向[1]。与低频振荡器相比，毫米波振荡器由于其频率较高，因此对器件的各个寄生参数更加敏感，在设计过程中必须充分的考虑各个寄生参数的影响，设计难度更大。本文基于振荡器负阻分析理论，得出了影响振荡器输出频率的主要因素，并提出了一种改善方法，利用该方法设计了一款毫米波压控振荡器，经测试，该压控振荡器在调谐电压0-20V变化时，输出频率可覆盖21-30GHz。

1 基本理论

振荡器的分析方法一般有两种，一种是反馈分析法，另外一种是负阻分析法[2]。本文采用的分析方法为负阻分析法。负阻分析法将振荡器分为两部分，一部分为产生负阻的电路，通常由有源器件及其外围电路组成，另一部分为有损的谐振电路部分，通常由变容二极管以及电容、电感组成。其原理图如图1所示。

图1 负阻振荡器原理图Fig1 Schematic diagram of a negative-resistance oscillator

Zin(I, jω)是有源阻抗，ZL(jω)是谐振阻抗。Rin(I,jω)和Xin（I,jω)是有源阻抗的实部和虚部，RL(I,jω)和XL(I,jω)是谐振阻抗的实部和虚部。Γ(L)是从谐振端看过去的反射系数，Γ(in)是从负阻端过去的反射系数。

应用基尔霍夫电压定律可得

若振荡产生，RF电流I不为零，则下属条件必须满足：

由于谐振网络是无源的，RL(I,jω)＞0 所以式（2）表明Rin(I,jω) ＜0。正电阻表示能量消耗，负电阻表示提供能量。式（3）中的条件决定振荡频率。

从 (1)式得，对于振荡状态，有Z(in)=-Z(L)，意味着反射系数Γ(L)和Γ(in)应有下述关系

起振条件

在公式（5）的条件下，任意激励或噪声都将引起振荡。当I增加时Rin(I, jω)减小，满足式（2）时振荡频率稳定。起振频率不等于最终稳定频率,因为Zin(I, jω)与电流有关[3-4]。

负阻振荡器的原理框图如图2所示：

图2 振荡器原理框图Fig 2 Schematic diagram of oscillator

输出放大电路的存在可以增加振荡器的带负载能力，减小负载牵引。

从原理框图可以看出，整个电路可以分为三部分：谐振部分、负阻部分、输出部分。要设计毫米波的压控振荡器就必须设计毫米波的负阻以及毫米波的谐振电路。

首先分析影响负阻频率的因素，在设计毫米波振荡器时由于振荡频率较高，许多寄生参数不可忽略，GaAs双极性晶体管的等效模型[5]如图3所示：

图3 双极性晶体管等效电路Fig 3 Bipolar transistor equivalent circuit

从基极看入的等效阻抗为：

化简可得：

由上式推导出的负阻值为：

从双极性晶体管等效电路分析可以看出：随着频率的升高，产生的负阻在逐渐减小，其中基极与发射极之间的寄生电容Cbe为正反馈电容，有利于负阻的产生，考虑到电容对频率的影响，该电容应小一些，但是并不是越小越好，因为该电容越小正反馈越弱，负阻越不容易产生，当减小到一定程度时负阻消失；集电极与基极之间的反馈电容Ccb为负反馈电容不利于负阻的产生，所以应当减小该电容，常用的方法为减小集电极的面积来减小寄生电容；发射极对地的寄生电容Ce有利于负阻的产生，应适当大一些，但是该电容会影响负阻的频率，并不是越大越好；双极性晶体管电流增益高有利于负阻产生，但是一般情况下电流增益高要求晶体管的尺寸相对较大，寄生参数变大，不利于频率提升，所以在晶体管选择的过程中要兼顾增益和寄生的影响。

其次分析影响谐振电路的谐振频率的因素。谐振电路通常都是由变容二极管、电容、电感组成，所以选取起始容值合适的变容二极管以及搭配合适的电容、电感便可实现。难点在变容二极管的选取。

2 VCO的仿真设计和优化

本文选择的电路具体拓扑结构如图4.该电路分为三个部分：谐振电路、负阻电路、输出放大电路。利用软件的原理图电路仿真器及版图仿真器，完成了振荡器仿真设计工作。

2.1 VCO电路的仿真

按照上述分析，选取合适尺寸的GaAs HBT晶体管，设计压控振荡器中的负阻电路。负阻电路仿真结果为：如图4所示：

图4 负阻电路仿真结果Fig 4 Simulation results of negative resistance circuit

从仿真结果中可以看出负阻范围覆盖了21-30 GHz，满足设计要求。

GaAs变容管具有超突变特性和高Q值特性，因此在此次设计中选取GaAs变容管作为调谐电路的组成部分[6]。选取合适起始容值的变容二极管搭建谐振电路，谐振电路仿真结果为图5所示：

图5 谐振电路仿真结果Fig 5 Simulation results of resonant circuit

从仿真结果中可以看出，当调谐电压在0-20V范围内变化时，谐振频率在21GHz-30GHz范围内变化，满足设计要求。

将谐振器和负阻电路级联并进行仿真，当调谐电压从0V变化到20V时，其输出频率、功率的仿真结果图6所示：

图6 频率、功率仿真结果Fig 6 Frequency and power simulation results

从仿真结果中发现，当电调电压在0-20V范围内变化时，输出频率虽然满足21-30GHz，但是从功率曲线中可已看出，在电调电压的高端功率较低，有停振的风险。

从负阻仿真结果可以看出在高端时，负阻的绝对值较小，能够提供的能量比较临界，所以出现此种现象。从负阻分析可以发现，发射极对地电容对负阻值大小和负阻频率的影响比较明显，此时改变发射极对地电容，振荡器的仿真结果为图7所示：

图7 频率、功率仿真结果（电容增大）Fig.7 Frequency and power simulation results (capacitance increase)

图8 频率仿真、功率结果（电容减小）Fig 8 Frequency simulation and power results (capacitance reduction)

从仿真结果中可以看出发射极电容对压控振荡器的影响明显，增大发射极电容时，VCO高端停振，造成此现象的原因时，发射极对地电容增大导致负阻频率降低无法覆盖高端频率，VCO停振；减小发射极对地电容，压控振荡器振荡稳定，功率波动较小[7-10]。

因此，在设计毫米波压控振荡器时，发射极到地电容的选择至关重要，既要兼顾频率特性，又要兼顾负阻的大小。

3 VCO电路制作及测试结果

图9 VCO输出频率与调谐电压关系曲线Fig 9 Relationship between VCO output frequency and tuning voltage

图10 相位噪声Fig10 Phase noise

采用GaAs HBT工艺流片，经过封装，得到一个21～30GHz压控振荡器。振荡器输出频率,如图13所示，由于测试仪器的限制，仅测出VT=0V-15V时对应的频率曲线，用频率计测得VT=20V时，对应的频率为30.4GHz；当调谐电压VT为5V时，相位噪声为-89 dBc/Hz@100KHz，如图14所示。测试结果表明，该VCO在0～20V电调范围内频率覆盖了21～30GHz频带，同时具有良好的调谐线性度和相位噪声性能，具有较大的使用价值。通过5mm×7mm×2.5mm的表贴陶瓷管壳封装得到最终产品，如图11所示。

图11 微封装VCOFig11 Mcroencapsulates VCO

4 结论

本文分析了影响毫米波压控振荡器振荡频率的因素，并提出了改善方法，应用该方法设计了一款毫米波VCO，其测试性能指标满足预期，对毫米波VCO的设计有一定的指导意义。