一种新型双环控制并联均流稳压电路

苏少侃，彭 勃，王立伟，郑 炜，常 涛，陈明阳

0 引 言

目前，航天器采用多路输出DC-DC(Direct Current to Direct Current)变换器为各个部件提供二次电源，其目的是尽量减小DC-DC变换器在航天器中所占的体积和质量，进而提高航天器内部有效载荷所占的比重.多路输出DC-DC变换器所用变压器和电感绕组多采用漆包线并绕而成，研制过程中无法避免各个绕组之间、绕组和磁芯之间、磁芯和磁芯之间存在气隙以及不对称等问题，导致变压器和电感各绕组之间不能完全耦合，存在一定的漏感[1-2].当多路输出DC-DC变换器所连接的负载由于自身功率需要产生变化时，会发生各路输出电压调整不一致的情况，严重时可能导致输出电压偏离负载正常工作范围[3].为了提高多路输出DC-DC变换器的输出稳定度和负载调整率，一方面可以优化变压器的绕制方法，尽量减少漏感，但不可能彻底消除变压器的漏感，无法根本上解决多路输出稳定度和调整率较差的问题.另一方面可以采用加权反馈控制方式或者在DC-DC变换器非主控输出端增加线性稳压器电路.加权反馈控制方式通过将各路输出电压按照一定的比例一同反馈至控制器，通过反馈比例系数的合理设计，该方法一定程度上可以改善调整率，但由于各路输出电压的变化均对占空比的变化产生影响，当负载范围变化较大时，调整率依然较差[4-5].在非主控输出电压支路增加线性稳压器进行二次调整，由于反馈信号只有该支路输出电压信号，该方法可以较大提高多路输出DC-DC变换器非主控输出的稳定度和负载调整率.线性稳压器内部主要由双极型晶体管和高精度电压基准源组成.在航天器中应用时，需对线性稳压器进行抗辐照加固设计，以提高器件空间抗辐照能力.在实际应用中往往受抗辐照加固线性稳压器元器件种类以及功率等级的限制，可选择的元器件规格种类较少.同时为保证星载电子产品可靠性，在星载电子线路设计时，流过线性稳压器的最大电流按照不大于0.6倍额定电流设计，施加在线性稳压器输入端的最高电压按照不大于0.7倍额定电压设计，降额设计使得在高压大电流场合无法选择到适合的线性稳压器.

通过线性稳压器并联的方法可以实现输出电流扩容的目的.但由于线性稳压器单体之间内阻、导通压降、电压基准存在不完全一致的情况，实际并联使用时需设计均流环路，确保流过每个线性稳压器的电流基本相同，避免其中某一个线性稳压器通过过大的电流而导致失效.目前常用的均流控制方法有下垂法、平均电流法、主从设置法等[6-7].

下垂法的原理是通过合理设计输出电流采样电阻的位置，实现输出并联均流，由于电路实现较为简单，成本较低，在负载范围变化不大的场合存在较多应用.在负载电流变化范围较大时，下垂法的输出电压稳定度和调整率较差，无法满足航天器各部件对高稳定度电压的需求.本文在下垂并联均流方法的基础上，针对负载变化大时输出电压稳定度不能满足使用要求的问题，提出一种新型双环控制并联均流稳压电路，该电路采用电压控制环和均流控制环进行双环控制，在实现高均流度的基础上，提高了输出电压稳定度，满足了航天器各部件对高稳定度电源的需求.

1 下垂并联均流电路

图1为采用下垂并联均流的电路图，两个线性稳压器共用一个电压调整环路，每路线性稳压器的调整端(Adj)和地线端(GND)之间串联电流采样电阻RC，R1和R2对输出电压分压，并反馈至Adj端.线性稳压器Adj端和GND端之间的电压为一恒定值，等于内部基准电压Vref.根据反馈原理，此时每路线性稳压器的输出电压Vo以及流过每路线性稳压器的电流io_n(n=1、2)与调整端电压VAdj满足下述关系：

(1)

式中RC为采样电阻，根据式(1)分析，可以得出：

1)由于各模块的输出电流信号叠加到了各自的输出闭环控制环路中，因此输出电压调整率受输出电流的影响.

2)实际应用中两路线性稳压器的基准电压存在不一致，因此不能保证流过两个线性稳压器的电流相同见图3所示.

根据式(1)可以推导出式(2)给出的输出电压变化量ΔVo与输出电流变化量Δio_n的关系.输出电压的变化受输出电流变化和采样电阻阻值影响，输出电流变化范围宽，输出电压变化范围宽，调整率差.在相同输出电流变化量下，采样电阻阻值选取越大，输出电压变化量越大，负载调整率越差.

(2)

假定两个线性稳压器的反馈电压基准相同且均为1.25 V，图2为输出电压变化量随两个模块输出电流之和io变化的关系图.输出电流之和io在0～1 A变化时，当采样电阻RC取0.2 Ω，输出电压变化量接近1 V，输出电压变换较大.当RC取值0.5 Ω时，输出电压变化量增加至2.4 V.采样电阻阻值选取越大，负载调整率越差.

在实际应用中，两路线性稳压器之间的基准电压Vref存在一定差异，将导致流过两路线性稳压器的电流存在差异.根据式(1)可以推导出式(3)给出的流过两个线性稳压器的电流差随两路线性稳压器基准电压差变化的关系，采样阻值取值越小，两路电流差值越大.

(3)

为便于分析，对式(3)进行标幺化，以A1线性稳压器的基准电压Vref_1为标准量Vref，设A2线性稳压器的基准电压Vref_2与Vref_1的偏差量为γ，式(3)可简化为

(4)

图3为两路线性稳压器基准电压的偏差量对均流的影响.基准电压偏差量10%，采样电阻为0.2 Ω时，两路电流相差0.625 A，采样电阻为0.5时，两路电流相差0.25 A，增加采样电阻阻值，可减小两路线性稳压器基准电压偏差对均流的影响，但是输出电压调整率变差.

通过以上分析可以知道，下垂并联均流控制采取在反馈回路中串联电流采样电阻的办法，实现均流，但是在输出电流变化范围较大的场合，输出电压的稳定度和调整率无法得到保证.

2 新型双环控制并联均流电路

通过调整下垂并联均流电路中两个线性稳压器输出电流采样电阻的位置，即可实现输出电压环和输出均流环的双环控制.

图4为双环控制并联均流电路，将图1下垂并联均流电路中A1线性稳压器采样电阻Rc的位置进行调整，Rc不包含在Adj端和GND端回路中，输出电压采样直接反馈至A1的Adj端，反馈回路中不包含输出电流状态，通过A1线性稳压器实现对输出电压的调节，即电压控制环.在A2线性稳压器中增加了由R1B和R2B构成的独立反馈支路，反馈电阻R2B连接至A1线性稳压器采样电阻的一端，因此A2线性稳压器的反馈电路中包含了A1线性稳压器和A2线性稳压器的电流状态，该反馈支路对A2的输出进行调整，实现输出均流调整，即均流环控制.

根据反馈原理，式(5)给出了图4中A1线性稳压器的输出电压与调整端电压关系.由于调整端电压等于基准电压，为恒定值，因此输出电压值只取决于输出电压采样电阻阻值的比例.

(5)

根据反馈原理，式(6)给出A2线性稳压器的输出电压与调整端电压、A1线性稳压器电流io_1、A2线性稳压器电流io_2的关系.公式中Vref为恒定值，因此A2线性稳压器的输出电压调整受io_2、io_1差值的影响.

(6)

由图4可知，由于A1线性稳压器中控制电路的静态电流i1_Q流过采样电阻，因此式(6)中包含了A1线性稳压器的静态电流.

根据式(6)可以知道，由于A2的反馈回路中未能完全包含两路线性稳压器的电流差，因此两个线性稳压器的均流存在一定的偏差.为简化分析新型双环控制并联均流电路的均流效果，设R2B/(R1B+R2B)为系数α，io_2和io_1之和为总输出电流io，根据式(6)可计算A2的输出电流io_2，如式(7)所示.

(7)

为简化分析，设流过A1的输出电流与静态电流i1_Q为β倍放大关系，假设输出电压为12 V，线性稳压器的基准电压为1.25 V，取A1和A2的反馈网络R1n和R2n(n=A、B)比值相同，根据式(7)可得图5所示的两路线性稳压器电流差与输出电流之和io的关系.

图5表明两路线性稳压器没有完全均流，随两路线性稳压器输出电流之和io的增加，两路模块的输出电流差值增加，最大差值为32 mA，差值较小，该电流差值不影响该并联均流电路在并联扩容场合中的使用.

由于在最大输出电流工况下，线性稳压器热耗较大，在该工况下不均流，使得两路线性稳压器的热耗存在一定差异.为保证两路线性稳压器的最大热耗一致，根据式(6)可知，通过调整R1B和R2B的比值，可以实现流过A1和A2模块的电流在最大输出电流工况下均流，图7为调整R1B和R2B比值，使两线性稳压器在1A负载完全均流时，流过两路线性稳压器的电流随输出电流之和io变化的电流曲线，曲线表明在输出电流之和io减小至iA点(25 mA)时，A1的电流下降为0.由于线性稳压器为单向导通特性，当输出电流之和继续减小时，输出电流全部由A2提供，流过A1电流始终为0，输出电压幅值由A2的反馈支路决定.根据公式(6)可知，由于A2的反馈环路中包含A2和A1电流差值，随着电流差的减小，将导致输出电压Vo升高.

图7为根据式(6)得到两个线性稳压器在输出电流之和1 A均流时，输出电压变化量随输出电流之和io变化的曲线，在0～1 A负载范围内变化，在采样电阻取值0.2 Ω时，新型并联均流电路的输出电压变化量最大为51 mV，在采样电阻取值0.5 Ω时，输出电压变化量最大为141 mV.图2和图7对比表明在相同负载变换范围内，双环控制并联均流电路的负载调整率优于下垂并联均流电路.

上述对新型并联均流电路的分析基于线性稳压器之间的基准电压相等，但是在实际应用中线性稳压器之间的基准电压存在个体差异，基准电压的差异对均流效果及负载调整率产生一定影响.下面分析基准电压偏差对新型并联均流电路的均流效果及负载调整率影响.

根据式(7)可以得到两路线性稳压器在最大输出电流之和io_max均流时，A2反馈网络比例与基准电压关系.

(8)

结合式(7)和式(8)可以得到A1线性稳压器输出电流减小至0时，流过两个线性稳压器的电流之和io与基准电压Vref关系.

(9)

基准电压的偏差量为γ，则式(9)可整理为

(10)

根据式(10)可以得到图8所示的在流过A1线性稳压器电流io_1减小为0时，对应的输出电流之和io与基准电压偏差量关系，此时输出电流之和io即为流过两路线性稳压器的最大电流差.曲线表明基准电压偏差量在-10%至+10%范围内时，流过两路线性稳压器的最大电流差在24 mA～35 mA之间，因此两路线性稳压器基准电压的偏差对均流效果的影响较小.图3和图8对比表明，基准电压偏差量对均流效果的影响小于下垂并联均流电路.同时曲线表明采样电阻Rc的取值对均流的影响较小.

根据前面分析，当A1的输出电流减小至0时，输出电流全部由A2提供，此时输出电压由A2的反馈网络控制，随负载减小，输出电压升高.结合式(7)和式(10)，可以得到基准电压偏差量γ对输出电压变化量ΔVo的影响.

(11)

图9为输出电压变化量与基准电压偏差量的关系.曲线表明在双环控制并联均流电路中基准电压偏差量对输出电压在全负载范围内的变化存在影响，在基准电压偏差量在±10%范围内，当采样电阻Rc取0.2 Ω时，输出电压变化量小于67.5 mV，当采样电阻Rc取0.5Ω时，输出电压变化量小于151 mV，因此基准电压偏差量对输出电压变化的影响较小.

3 仿真及试验分析

按照图4，对双环控制并联均流电路进行仿真，对上述理论分析进行仿真验证.图10为取A1和A2的反馈网络R1n和R2n(n=A、B)比值相同时仿真波形，波形从上至下分别为输出电流之和io、两路线性稳压器电流之差io_1-io_2、输出电压Vo.仿真波形表明，在两路线性稳压器的输出电压反馈系数相同时，可以保证全负载工况下，输出电压具有较好的负载调整率，但是随负载增加，流过两个模块的电流差增加.仿真结果与理论分析一致.

图11为调整A2模块的反馈网络R1B和R2B(n=A、B)比值，使两线性稳压器在输出电流之和为1 A时均流的仿真波形，波形从上至下分别为输出电流之和io、两路线性稳压器电流之差io_1-io_2、输出电压Vo.仿真波形表明保证在最大负载工况下两路线性稳压器均流时，随输出电流之和io的减小，输出电压增加，仿真结果与理论分析一致.

在实验室设计了两路并联12 V/1 A输出均流电路进行验证.每路模块输入为14 V，电流采样电阻选取0.25 Ω电阻，低压差模块选用LM2941，并联后最大输出为1 A.图12和图13为通过调整反馈网络使两路线性稳压器在最大输出电流下均流时，电流和电压随输出电流之和变化情况.测试结果表明输出电流之和在0～1 A变化时，输出电压变化量小于130 mV，输出电压调整率优于下垂并联均流电路，输出电压调整率满足航天电子线路对供电电压的需求.

图14和图15为通过调整反馈网络使两路线性稳压器在输出电流20 mA工况下均流时，流过线性稳压器的电流、输出电压随输出电流之和变化情况.测试结果表明输出电流之和在0～1 A范围内变化时，输出电压变化量小于100 mV，流过两路线性稳压器的电流差小于51 mA，输出电压调整率优于下垂并联均流电路，输出电压调整率满足航天电子线路对供电电压的需求.

4 结 论

针对下垂并流均流稳压电路在输出电流变化范围较大时，输出电压负载调整率较差的问题，提出了一种采用电压环和均流环双环控制的并联均流稳压电路，电路实现方式简单，在保证线性稳压器具有较好均流的基础上，实现了输出负载调整率的有效提升.试验结果表明新型双环控制并联均流稳压电路比下垂均流电路在负载调整率方面具有较大改善.

目前，该双环控制并联均流电路已在航天器产品中得到应用，在保证均流的基础上，有效改善了线性稳压器并联均流电路的输出电压调整率，满足了航天电子线路对输出电压高稳定度的需求.