用于V2G的双向DC/DC变换器设计*

刘 波，荆 磊，李博栋，汪小青，邱茂航，陈 敏

(浙江大学 电气工程学院，浙江 杭州 310027)

0 引 言

随着环保意识的提升，以清洁能源为动力来源的新能源汽车将逐渐取代传统的汽车[1]。同时，随着新能源发电站的大规模使用，新能源并网势在必行。但是以光伏和风能为代表的新能源具有很强的随机性和不可控性，极大地限制了新能源电站的入网容量。为了实现新能源的顺利并网，储能系统是新能源发电站的必备组件。

传统的电动汽车与电网的连接是单向的，电动汽车只是一个负载。当大量的电动汽车接入电网时，可以在一定程度上实现对电网的削峰。但是这没有充分利用电动汽车的储能特性。带有双向充电器的电动汽车可以实现电能的双向流动，参与电网的调度，实现对电网的削峰填谷。

目前，双向充电器主要有单级式和两级式两大类。考虑到电气隔离，两级式的双向AC/DC变换器得到了广泛地使用[2]。隔离型双向DC/DC变换器是两级式双向AC/DC变换器的重要组成部分。双向有源桥和谐振式CLLC是目前研究得最为广泛的两种拓扑。这两种拓扑均能实现软开关，都能在较高的开关频率下达到较高的传输效率。文献[3]的双向DC/DC变换器是基于双向有源桥的，该变换器在开关频率为20 kHz的时候，峰值效率达到98%；文献[4]的双向DC/DC变换器是基于谐振式CLLC拓扑，该变换器在开关频率为100 kHz左右时，峰值效率达到96%。但是针对于V2G的应用，哪一种拓扑更加适合，并没有进行对比。

本文针对V2G的应用场景进行分析，给出所选拓扑的参考设计流程，最后通过实验验证。

1 应用场景分析与拓扑选择

现在市场化的电动汽车的车载电池主要是化学电池和物理电池。在电动汽车上使用的化学电池主要是锂离子电池和镍氢电池。近年来，针对锂离子电池和镍氢电池特性的研究广泛[5-7]。此类电池的端压随着充放电电流和电池状态的不同而不同，单个锂电池的端压2.4 V～3.4 V。

由于电动汽车空间的限制，车载充电机需要较高的功率密度。在变换器中占据大量体积的元件是散热器和无源元件。为了提升功率密度，变换器的开关频率和效率是关键。

应用在车载的DC/DC变换器，连接电池一端的电压会有较大的变化。同时，变换器需要具有较高的功率密度，也即变换器需要工作在较高的开关频率和具有较高的效率。此外，DC/DC变换器往往还需要是隔离的变换器。应用于车载充电机的DC/DC变换器根据相应的标准，现有的车载充电机功率基本都为3.3 kW或者6.6 kW。

在车载充电机这个功率等级下，为了均衡电压和电流应力，全桥拓扑是较好的选择。双向全桥DC-DC变换器，主要有谐振式和非谐振式两种。在众多谐振式和非谐振式双向DC-DC变换器中，双向有源桥和谐振式CLLC是最常见的两种拓扑[8]。

1.1 双向有源桥

双向有源桥拓扑如图1所示。

图1 双向有源桥拓扑

由图1可知：双向有源桥主要由两个全桥组成，中间采用变压器做隔离，电感L1是能量传输电感。实际应用中，可采用变压器的漏感作为该电感。

一种适用于双向有源桥的控制图如图2所示。

图2 双向有源桥的单移相控制

由图2可知：在这种控制策略中，L1电感在t0和t1时刻的电流分别为：

(1)

(2)

式中：iL1(t0)—t0时刻电感电流的大小；V2—输出侧两桥臂之间的电压；L1—高频电感感值；f—开关频率；t1—输出侧开关器件切换的时刻；iL1(t1)—t1时刻电感电流的大小；t0—输入侧开关器件切换的时刻；V1—输入侧两个桥臂中点间的电压。

为保证变换器工作在软开关模式，L1电感电流在t0时刻需要小于零，t2时刻需要大于零。所以双向有源桥的软开关范围为：

(3)

该电路存在缺点：当采用普通控制算法时，该电路存在着较大的功率环流，增大了开关器件的电流应力和损耗。文献[9]总结了相关的算法来解缓或解决功率环流的问题，但是算法较为复杂；文献[10]解决了功率环流问题，但是需要添加缓冲电路，这增加了变换器的损耗。同时，该变换器的开关器件的开关都在电流的转折处进行切换，这使得有部分开关器件总在电流最大处进行切换，加大了开关器件的关断损耗。此外，由式(3)可知：该电路的软开关范围受到较大的限制。在实际应用中，该电路还容易出现变压器的直流磁偏，所以需要在电路中添加较大的隔直电容。

1.2 CLLC谐振变换器

CLLC谐振式变换器是在单向LLC电路的基础上演化而来，如图3所示。

图3 谐振式CLLC变换器

基于LLC电路演化而来的双向变换器具有软开关范围广、可以实现功率集成、同时整流侧的开关器件可以实现零电流关断等优点。同时，相对于其他的谐振式拓扑，CLLC变换器的优点为：电路结构对称，便于实现双向控制；电路在变压器两侧均存在电感，具有强的抗短路性能，还限制了整流侧电流变化的速度，并且在启动阶段没有大的电流冲击；该电路在变压器两侧都具有谐振电容，避免了变压器的直流磁偏。

该电路的缺点主要体现在：电路的谐振元件较多，加大了变换器的设计难度；变换器的两侧均有谐振电感，加大了变换器的损耗，在一定程度上降低了变换器的效率；该变换器在重载时，增益曲线有一定的偏移。在Q值较大时，在部分区域变换器的增益曲线随着频率的降低，增益下降。

1.3 拓扑选择

为了保证变换器在整个工作范围内都具有较高的效率，双向DC/DC变换器需要在较宽的电压变化范围内都能实现软开关。然而双向有源桥拓扑的软开关范围较窄，同时在电压不匹配时，流过高频电感的电流峰值较高。谐振式CLLC拓扑能够在全范围内保持软开关，同时整流侧器件可以实现零电流关断，这都有利于提高变换器的效率。车载电池充电时，如果采用恒流恒压模式充电，电池电压最小的时候，变换器的等效负载电阻最小，此时变换器所需的增益小于1，整个变换器工作在Buck模式，避开了增益曲线偏移区域。因此可以通过合理地设计相关的参数，避开增益曲线偏移的区域。

应用于V2G的双向DC/DC变换器需要具有高的功率密度，高的效率。谐振式CLLC拓扑具有可以在全范围内实现软开关，同时在整流侧可以实现零电流关断等优点，适用于该应用。所以本研究选择谐振式CLLC拓扑作为基本拓扑。

2 双向DC/DC变换器的设计

谐振式CLLC变换器需要2个谐振电容，2个谐振电感，1个变压器匝比和1个激磁电感。设计参数较多，设计较为复杂。文献[11]给出了较为详细的设计过程，其主要设计流程如图4所示。

图4 谐振式CLLC设计流程

设计完变换器主要元件参数之后，电感和变压器的具体设计可以按照高频变压器进行计算。

变压器的变比设定根据输入母线电压的额定值和输出电压确定。在设计时，鉴于磁性元件是根据变换器的开关频率确定的，为了充分利用磁性元件的性能，变换器的正向和反向工作频段设定为相同。同时，如果考虑变换器的正向与反向具有相同的增益，则变压器的变比为：

(4)

式中：NTr—变压器原副边变比；Vbus_nom—直流母线额定电压；Vo_max—锂电池的最大电压；Vo_min—锂电池的最低电压。

为了保证变换器能够满足ZVS，变换器的激磁电感的最大值受到限制。当采用全桥变换器时，激磁电感的最大值应该满足：

(5)

式中：Lm—激磁电感；T—开关周期；tdead—死区时间；Coss—MOSFET等效输出电容。

当变换器工作在正向时，这种工作模式下，变换器的输入电压为直流母线电压，输出电压为锂电池的端压。此时，输出侧的等效负载与锂电池的充电策略相关，设计时需要考虑的是锂电池电压最大时，输出功率达到最大功率，等效负载电阻为：

(6)

式中：RG2V_nom—锂电池作为负载时的等效负载电阻；Po_max—最大输出功率。

当变换器工作在反向时，变换器的输出端电压为直流母线电压，输入电压为锂电池端压。此时需要考虑锂电池的放电策略。实际应用中锂电池的放电功率与锂电池的端压相关，端压较低时，放电功率减小。此时需要计算出以额定功率放电时的最低电压和最低电压时的放电功率。以额定功率放电时，需要考虑的量为变换器增益与输出等效负载：

(7)

式中：MV2G_nom—以额定功率放电时的最大增益；Vbus—直流母线电压；Vbatt_nom_min—最大功率放电时锂电池的电压；RV2G_nom—最大功率放电时的等效输出电阻；PV2G_nom—锂电池的最大放电功率。

当锂电池电压低于最大放电功率时，锂电池的放电功率随着锂电池的端压变化而变化。此时需要绘制等效负载电阻与增益的曲线，其中增益与等效电阻为：

(8)

式中：MV2G_less—以较低功率放电时的最大增益；Vbatt_less—较低功率放电时锂电池的电压；RV2G_less—以较低功率放电时的等效输出电阻；PV2G_less—锂电池的较低放电功率。

变换器的激磁电感与谐振电感的比值可以事先确定。这个比值过大有利于减小激磁电感的电流，但是会使得变换器的工作频段变宽。所以实际应用中，这个数值一般在3.5～5之间选取。同时，为了充分利用磁性元件，变换器的正向和反向工作谐振频率可以设定为相同数值。当激磁电感与谐振电感的比值都确定之后，变换器的谐振电容关系也随之确定，其中激磁电感与谐振电感的比值为：

(9)

谐振频率与谐振电感和谐振电容的大小为：

(10)

式中：Lm_pr—原边的等效激磁电感；Lm_sec—二次侧的等效激磁电感；K—激磁电感与谐振电感的比值；Lr—谐振电感；fr—谐振频率；Cr—谐振电容。

变换器的其他参数通过对应的检查过程不断调整。本研究通过式(11)来绘制变换器的增益与频率曲线，并检查关键点的增益是否满足需求。如果不满足要求可以通过图4的流程进行迭代设计：

(11)

上面的增益验证可以得到对应负载点的Q值。联立Q值、谐振频率和负载，可以计算出电容和电感的数值。

谐振参数设计完成之后，便可以设计变换器的滤波器。直流母线侧一般可以采用单电容滤波。由于高频纹波对电池的寿命有很大的影响，电池侧的输出需要限制高频纹波。为了兼顾滤波器的体积和滤波效果，电池侧的滤波器需要特别设计。同时，如果电池需要采用恒流恒压模式充电，当电池工作在恒流模式充电时，变换器的控制量为电流，电池侧需要一个电感来稳定输出电流。所以电池侧的滤波器可以采用CL和CLC滤波器。两种滤波器都可以保证进入电池的电流没有较大的高频分量。

开关器件的选取对于变换器的整机性能具有很大的影响。由于变换器可以实现软开关，开通损耗基本可以忽略不计。但是在整流侧，高频电流将流过二极管，因此需要选择具有快恢复特性的二极管。所以选择开关器件时除了选取电压和电流以外还需要注意开关器件的寄生二极管是不是快恢复二极管。

3 实验及结果分析

本文设计了一款3 kW的双向DC/DC变换器，采用了谐振式CLLC拓扑和CLC输出滤波器。

该样机的输入直流母线电压为400 Vdc，输出电压为200 Vdc～300 Vdc，工作频率为80 kHz～220 kHz。所有的开关器件均采用Si的MOSFET。

工作在正向模式时，变换器的相关波形图如图5所示。

图5 正向工作模式的波形图

根据图5可知：在开通之前，开关器件两端的电压降低到零，说明变换器实现了零电压开通。工作在正向模式时，变换器的传输效率与输入功率在不同输出电压下的变换器效率如图6所示。

由图6可知:变换器的正向传输效率在较宽的功率变化范围内都保持在93%以上，峰值效率在96.6%以上。在同等测试条件下，该变换器的传输效率处于较高水平。

变换器工作在反向模式时的相关波形图如图7所示。

由图7可知：该MOSFET在驱动上升前，MOSFET的漏源极电压基本降到零，实现了零电压开通。同时该变换器工作在反向模式时，传输效率与正向时的效率相近，峰值效率达到96.6%。

4 结束语

本文结合变换器的实际工作环境，通过对比双向有源桥和谐振式CLLC变换器的软开关范围和效率，得出谐振式CLLC变换器更适用于该种场合;最后按照给定的设定流程设计了一款3 000 W的双向DC/DC变换器。该变换器的效率在相应的条件下达到了较高的水平。