基于DSP28335+IR2110芯片的移相全桥驱动电路设计1

贺根华，祁承超，柳 鑫

（空军预警学院 信息对抗系，湖北 武汉 430019）

目前，随着电力电子技术的进步，高频开关电源在市场的占有比重越来越大.传统的模拟电路在高频时容易受到干扰，为了确保开关电源能够稳定可持续的工作，一般采用数字化进行实现.本文通过TI公司TMS320F28335芯片来产生可控制的移相角.同时，功率开关器件一般采用直接驱动和间隔隔离驱动两种驱动方式［1-3］.IR2110是一种理想驱动装置.该芯片具有光耦隔离（体积小）和电磁隔离（速度快）的等优点，是中小功率驱动装置的首选.

本文以TMS320F28335和IR2110芯片为基础，设计了基于DSP28335+IR2110芯片的移相全桥电路驱动.该电路简化了模拟驱动控制电路的复杂性，实现了移相全桥电路数字化控制.

1　IR2110内部结构及管脚功能介绍

1.1　IR2110内部结构

IR2110内部结构如图1所示，主要由三部分组成：逻辑输入、电平平移和输出保护.IR2110的逻辑电源电压工作范围为5～20 V，具有两路独立的高端和低端输出通道.悬浮电源采用自举电路，其高端可承受500V的工作电压，在15V工作下，功耗仅116mW.一个IR2110芯片通过高端和低端输出通道可同时驱动同一桥臂的上、下两个开关器件，从而减小了控制器件的体积和电源数目，降低了成本，提高了系统的可靠性［4］.

图1　IR2110内部结构

1.2　管脚功能介绍

IR2110引脚图如图2所示.

1脚为低端逻辑输出（LO）；

2脚为低端电源公共端（COM）；

7脚为高端逻辑输出（HO）；

3脚是低端电源电压（Vcc）；

5脚是高端浮置电源公共端（VS）；

6脚是高端浮置电源电压（VB）；

9脚是逻辑电路电源电压（VDD）;

10脚是高端逻辑输入（HIN）；

11脚是输入关闭端（SD）；

13脚是逻辑电路接地端（Vss）；

14脚是低端逻辑输入（LIN）；

4、8、脚置空.

图2　IR2110引脚图

2　IR2110驱动电路设计

2.1　IR2110驱动电路的工作原理

IR2110驱动电路如图3所示，其中VDD为逻辑电路电源，电压范围为5V～20V，Vcc为功率管门极驱动电源，电压范围为10V～20V.图3中，当开关管S2导通，则VS的电位被拉低，Vcc通过自举二极管D2、自举电容C2、开关管S2组成闭合回路给C2充电，使得自举电容C2形成一个悬浮电源，以确保在S2关断及S1导通时，自举电容C2储存的能量来驱动S1管的栅极，从而实现自举式驱动［5］.

在IR2110驱动电路中，自举电容的选择非常重要，其取值大小跟开关频率有关.通常情况下开关频率越高，自举电容的取值越小，自举电容选择的是钽电容.同时自举二极管的选择也非常重要，它的主要作用是阻断直流干线上的电压，一般选择漏电流较小的快回复二极管［6］.

2.2　驱动电路的参数设计

自举电容［7-8］的计算公式如下：

其中参数Vcc为提供的电源电压，本文选择直流15 V电压；Vls为下半桥MOSFET导通时的栅源阈值电压，一般为3～5V，本文取Vls为3V；Vmin是VB和VS之间的最小电压（可由IR2110手册中查到，Vbsuvmin＝9.3V）；Vf为自举二极管的正向导通压降，一般为0.7V；Qg为门极电荷通常为70nC（可由MOSFET手册中查到）；Iqbs(max)为最大VBS静态电流230μA（可由2110手册中查到）；Icbs(leak)为自举电容漏电流；Qls为转移电荷 =5 n C（5 0 0 V）=2 0 n C（1200V）；f为开关频率，本文开关频率为50kHz.由于开关频率过大，公式（1）可简化为公式（2）

将上述参数代入公式（2）中得：

本实验C1和C3选取2.2μF的滤波电容，自举电容C2选取22μF，36V的胆电容，二极管D1和D3选用快恢复二极管FR157，为防止栅极电流di dt过大损坏开关管，通常选取十几欧的限流电阻，取R1和R2为10Ω.

2.3　保护电路设计

IR2110芯片SD管脚具有过流保护功能，当LO和HO脚输出一对互补的信号驱动上下两个功率管时，如发生异常情况，上下两只管子同时导通，发生直通现象，其管电流瞬间增大，与设定的值进行比较，若大于设定值时，比较器LM139输出高电平送给IR2110芯片SD管脚.如图4所示，高电平的SD信号使得LO和HO管脚输出信号立即变为低电平，立即关断上下两个功率开关管.

图4　HO、LO、SD的输入时序

3　TMS320F28335移相波形的产生［9-16］

3.1　各寄存器的配置

1）输出PWM端口配置：

DSP的端口具有多功能引脚，为将端口配置成PWM功能引脚，首先需要对DSP的端口进行配置，.本论文采用两路EPWM1和EPWM2来产生四路驱动信号，EPWM1A、EPWM1B、EPWM2A、EPWM2B分别对应EPWM1、EPWM2、EPWM3、EPWM4.EPWM1、EPWM2、EPWM3、EPWM4对应的端口分别为 GPIO0、GPIO1、GPIO2、3.

InitEPwmGpio（）部分代码：

EDIS;

GpioCtrlRegs.GPAPUD.bit.GPIO0=0;

GpioCtrlRegs.GPAPUD.bit.GPIO1=0;

GpioCtrlRegs.GPAPUD.bit.GPIO2=0;

GpioCtrlRegs.GPAPUD.bit.GPIO3=0;

EDIS;

2）PWM波的频率配置：

PWM波的频率设置是通过设置时基周期寄存器（TBPRD）来完成的，由下面公式计算：

其中，f是PWM波的频率；k为系数（当工作在减计数或增计数时，a为1，当工作在增减计数模式时，a为2.）TBCLK为时钟基准频率，它的大小由HSCLKDIV与CLKDIV决定，本论文中把时钟基准频率设置为150MHz.

本文配置EPWM工作于增加计数模式，由公式（4）可得，要产生50KHz的PWM波，则TBPRD的值设为3000，设置代码如下：

volatile Uint16 EPWM1_TIMER_TBPRD=3000;

volatile Uint16 EPWM2_TIMER_TBPRD=3000;

3）死区时间设置：

为满足开关管的软开关，需要设置死区时间，可以通过设置死区上升沿寄存器（DBRED）和下降沿延迟寄存器（DBFED）来设置死区时间，根据下面公式：

本文死区时间为5us，由式（5）、式（6）可得DBRED的值和DBFED的值为750，设置代码如下：

EPwm1Regs.DBFED=750;

EPwm1Regs.DBRED=750;

EPwm2Regs.DBFED=750;

EPwm2Regs.DBRED=750;

3.2　移相角控制

如图5所示，以EPWM1产生的PWM波为基准，EPWM2在此基础上进行移相.

图5　移相波形图

通过设置相移寄存器（TBPHS）可以达到移相目的，EPWM1相角为00，代码设置如下：

EPwm1Regs.TBPHS.half.TBPHS=0；

其中phshift为所需改变的相角.TBPHS的值对应相角的转换，根据下面公式实现：

当TBPHS=0时，相角phshift为00，当TBPHS=4096时，相角phshift为1800.

4　电路结果分析

本实验为移相全桥电路电路提供两组互相对称带死区的驱动信号，为降低功率开关管驱动信号的开通、关断延时，通常在栅极输入端加一个5Ω的小电阻，在栅极和源级之间加一个10kΩ的电阻.EPWM1与EPWM2之间不同移相角的驱动波形如图6所示，移相角为00时的驱动波形如图6（a）所示，移相角为900时的驱动波形如图6（b）所示，移相角为1800时的驱动波形如图6（c）所示.同一桥臂上下两管之间带死区的驱动波形如图7所示.

图6　EPWM1与EPWM2之间不同移相角的驱动波形

图7　同一桥臂上下两管之间带死区的驱动波形

5　结语

数字化的IR2110驱动电路结构简单，单个芯片可以驱动两个功率开关管，在桥式电路中有广泛的应用.本文对外围电路的设计，各个器件的参数选择，DSP28335各寄存器的配置及移相原理进行设计，实现了移相全桥数字化驱动.实验结果表明，通过对DSP的控制可以对移相角进行控制，完成不同负载条件下，输出电压的稳定.