一种基于电荷保持的MOSFET低损驱动电路

(福州大学电气工程与自动化学院，福建 福州 310027)

1 引言

随着电力电子技术的发展，功率半导体器件的工作频率越来越高，功率半导体的驱动损耗已经成为不可忽略的部分。降低电力电子功率变换器中功率半导体的驱动损耗可以有效提高电力电子功率变换器的效率和功率密度。对于MOSFET而言，传统的电压型栅极驱动电路在开关频率大于1MHz时，其驱动损耗显著增加，由于传统电压型栅极驱动电路通过RC回路充放电，驱动速度也受到限制。

为了解决传统功率MOSFET管电压型栅极驱动电路的问题，近年来国内外研究发展了多种新型驱动电路[1-5]。谐振驱动即是其中一种。谐振驱动电路利用谐振对功率MOSFET管的栅极电容进行充放电，回收功率管导通时储存在栅极电容中的能量，驱动效率高，驱动速度快 。目前，国内外研究人员已经提出了多种谐振驱动电路[6-10]，总体可分为电感电流连续和电感 电流不连续两种类型。这两种类型有自的优点，但是也都存在局限性。现有MOSFET管驱动技术可以分为单管驱动电路和双管驱动电路两大类。单管谐振门极驱动电路只能驱动一个功率MOSFET管；电路抗干扰性差，可能被误导通或关断。双功率管谐振门极驱动电路所需器件多，结构复杂。

本文提出一种基于电荷保持的MOSFET驱动电路。该驱动电路由变压器原边H桥及副边次级驱动电路构成；原边H桥由四个MOSFET组成，副边次级驱动电路由两个MOSFET及一双向开关管组成。该驱动电路驱动损耗低、即可驱动双管也可以驱动单管并且能实现隔离驱动。

2 电路拓扑与工作原理

2.1 电路拓扑

传统的功率MOSFET管驱动电路如图1所示。它的驱动损耗包括功率MOSFET管的栅极电荷引起的损耗Pcap,2个驱动MOSFET管的栅极电荷引起的损耗Pdr_sm和2个驱动MOSFET管的等效输出电容引起的损耗Psw_sm，即

Pcap=QgUcfs

(1)

Pdr_sm=2Qg_smUdrfs

(2)

(3)

式中：Qg为功率管的栅极电容充电至UC时的总电荷；fs为开关频率；Qg_sm为驱动管的栅极电容充电至Udr的总电荷；Coss_sm为驱动管等效输出电容。

本文提出的一种基于电荷保持的MOSFET驱动电路如图2所示。该驱动电路由变压器原边H桥、驱动变压器T及副边次级驱动电路构成；原边H桥由四个MOSFET管M1-M4组成，副边次级驱动电路由两个MOSFET管Q3-Q4及一双向开关管S组成。Q1、Q2为需要被驱动的MOSFET管。M1—M4管子容量很小，用传统驱动电路驱动即可。

图1 传统的功率MOSFET管驱动电路

图2 一种基于电荷保持的MOSFET驱动电路

2.2 工作过程

图2所示电路的主要工作波形如图3所示，工作阶段如图4所示，具体工作过程如下。

图3 工作时序

工作时序分析如下。

(1)工作模态一：[t0,t1]阶段。t0时刻前Q1导通。t0时刻M1、M4导通，M1、M4导通过程可实现零电压开通软开关，故Vds_M1=Vds_M4=，Vds_M2=Vds_M=Vin；变压器T励磁，原边绕组励磁电流ip线性上升，t1时刻达到最大值。在t1时刻前使双向开关S导通，由于Von比Q3的开启电压大(Von为Q1栅源极电压)，故Q3导通，Q4关断。Q1导通，故Q1中Vgs=Von ；Q3导通，故Vds_Q3=0。图4为该模态的工作等效图。

(2)工作模态二：[t1,t2]阶段。在本驱动电路中，t1-t5期间M1、M4关断，关断过程不能现软开关，Vds_M1=Vds_M4=Vds_M2=Vds_M=Vin。励磁电流ip通过M2、M3寄生二极管续流。故变压器副边流过励磁电流is，is对变压器副边电感充电。is方向如图所示，从Q1流向Q3，is使Q1的结电容Cgs1放电，Vgs从t1时刻开始下降，is流过Q3产生较小的导通压降Vdson；t2时刻后Vgs小于Q1的开启电压Vgsth_Q1，使Q1关断；如图5所示，为该模态的工作等效图。

图4 [t0,t1]

图5 [t1,t2]

图6 [t2,t3]

图7 [t3,t4]

图8 [t4,t5]

图9 [t5,t6]

图10 [t6,Ts/2]

图11 [Ts/2,t8]

图12 [t8,t9]

图13 [t9,t10]

图14 [t10,t12]

图15 [t12,t13]

图16 [t13,t14]

(3)工作模态三：[t2,t3]阶段。在本驱动电路中，t2时刻后Vgs小于Q1的开启电压Vgsth_Q1，使Q1关断。t3时刻后Vgs小于Q3的开启电压Vgsth_Q3，使Q3关断。如图6所示，为该模态的工作等效图。

(4)工作模态四：[t3,t4]阶段。在本驱动电路中，t3时刻后Vgs小于Q3的开启电压Vgsth_Q3，使Q3关断，is对Q3的结电容Cds3充电，Vds_Q3从Vdson开始上升。如图7所示，为该模态的工作等效图。

(5)工作模态五：[t4,t5]阶段。在本驱动在电路中，t4时刻前使Q2导通。t4时刻Vds_Q3(Vgs_Q4)大于Q4的开启电压，Q4导通，is流过Q4产生一个反压-VD;t5时刻Vds_Q3充电至最大值Von并保持不变。如图8所示，为该模态的工作等效图。

(6)工作模态六：[t5,t6]阶段。本驱动在电路中，t5时刻前 M2、M3导通，导通过程为硬导通，不能实现软开关；Vds_M2=Vds_M3=0，Vds_M1=Vds_M4=Vin。变压器原边励磁电流励ip开始下降，t6时刻ip下降为0。t5时刻双向开关S关断，副边不流过励磁电流。t5时刻Vds_Q3充电至最大值Von。t5时刻后Vds_Q3=Von保持不变。t5时刻后Q1的结电容Cgs1放电至零。Q4导通且不留过电流，故Vgs=0。如图9所示，为该模态的工作等效图。

(7)工作模态七：[t6, Ts/2]阶段。在本驱动在电路中，t6时刻M1导通，M2关断，M1导通和M2关断过程均可实现软开关，M3保持导通状态、M4保持关断状态，全桥电路不工作。原副边均不流过电流。Q2,Q4导通，Vgs=0，Vds=Von。如图10所示，为该模态的等效电路图。

(8)工作模态八：[Ts/2，t8]阶段。在本驱动在电路中，Ts/2时刻M1关断、M2导通，M3保持导通状态、M4保持关断状态，M1关断和M2导通过程均可实现软开关。变压器励磁电流ip<0，ip线性增大，t8时刻ip达到最大值。Q2、Q4导通，Vgs=0，Vds_Q3=Von。t8时刻前闭合双向开关S。如图11所示，为该模态的等效电路图。

(9)工作模态九：[t8，t9]阶段。在在本驱动在电路中，t8～t12内M1、M2、M3、M4均关断，M1、M4导通过程和M2、M3关断过程均不能实现软开关；ip通过M1、M4的寄生二极管续流。双向开关S闭合，变压器副边流过励磁电流is，方向从Q2流向Q4。is流过Q4，产生导通压降Vdson，故Vds=Vdson。t8时刻is从Q2流向Q4，Q3结电容Cds3通过is放电，Vds_Q3从t8时刻开始下降。如图12所示，为该模态的等效电路图。

(10)工作模态十：[t9，t10]阶段。在在本驱动在电路中，t9时刻后Vds_Q3(Vgs_Q4)下降至小于Q4的开启电压，Q4关断。 励磁电流is对Q1的结电容Cds1充电，Vgs从t9时刻开始上升。如图13所示，为该模态的等效电路图。

(11)工作模态十一：[t10，t12]阶段。在在本驱动在电路中，t10时刻Vds上升至Q3的开启电压Vgsth_Q3，t10时刻后Q3导通。 微少的励磁电流is流过Q3，在漏、源极产生一个反压-VD，故在t10～t12内Vds_Q3=-VD。t11时刻Vds上升至Q1的开启电压Vgsth_Q1，t11时刻后Q1导通。Q1导通后关断Q2。如图14所示，为该模态的等效电路图。

(12)工作模态十二：[t12，t13]阶段。在在本驱动在电路中，t12时刻前M1、M4导通，M2、M3关断，t12时刻关断双向开关S，驱动电路不流过励磁电流。M1、M4导通， 励磁电流ip线性下降，t13时刻下降至零。t12时刻Vgs线性上升至最大值Von，Q1结电容Cgs1完成充电，t12时刻后Vgs=Von保持不变。如图15所示，为该模态的等效电路图。

(13)工作模态十三：[t13，t14]阶段。在在本驱动在电路中，t13时刻M1关断、M2导通，M1关断和M2导通过程均可实现软开关；变压器原边励磁电流为零，变压器原边励磁电流也为零。Q1、Q3导通，Vgs=Von、Vds_Q3=0保持不变。如图16所示，为该模态的等效电路图。

此后，电路的工作过程开始新一轮的循环。

3 驱动特性分析

3.1 损耗分析

本文提出的一种基于电荷保持的MOSFET低损驱动电路的总损耗Ptotal包括驱动电路原边管子M1—M4的损耗PM、驱动电路副边管子Q3—Q4的损耗的损耗PQ、驱动变压器磁芯损耗耗PCore、驱动变压器绕组损耗耗Pwinding、驱动电路双向开关管S的损耗的损耗PS即

Ptotal=PM+PQ+PCore+Pwinding+PS

(4)

3.2 仿真结果分析

使用Saber软件对图2所示新型驱动电路进行仿真。驱动电路原边管子M1—M4及副边管子Q3—Q4选用英飞凌BSL306N，BSL306N驱动电压Vgsth为1.6V，导通电阻Rdson为0.06Ω，输入电容Ciss为207pF，输出电容Coss为75pF，反向传输电容Crss为12pF。驱动电压Vi为10V。驱动频率fs为1MHz。仿真结果如图17所示图17中横坐标为开关管的一个工作周期。由图17可知仿真结果与理论分析基本一致。图17为通过Saber仿真得出的电路工作波形，图3为通过理论分析得出的电路工作波形。

图17 仿真波形图

根据仿真电路可算得新型驱动电路损耗为0.401W。其中驱动电路原边、副边管子损耗共为0.241W，驱动变压器磁芯损耗为W，驱动变压器绕组损耗为0.119W，辅助开关管损耗为0.05W。使用本新型驱动可大大较小变压器磁芯损耗。在参数相同的情况下，通过式(1)～(3)计算可得传统驱动的驱动损耗为0.851W。本文提出的新型驱动电路损耗比传统驱动电路少52.88%。

3.3 电路性能

与传统驱动电路相比，本文提出的新型驱动电路有如下特点：

(1)常用无损驱动方案中辅助开关管的通态损耗及驱动磁件的损耗所占比例很大，占80%以上；本文提出的驱动电路降低了驱动变压器原边的电流，保持副边的电流不变(只有保证副边的电流不变才能保证主功率电路的管子的驱动速度一样)，降低了原边电流有效值，有效降低辅助开关管通态损耗和驱动变压器的绕组损耗，同时降低了驱动变压器的交流磁通密度Bac，从而降低磁芯损耗。

(2)通过计算驱动损耗可知所驱动的MOSFET管的输入电容Ciss越大，本文所提出的驱动电路优势越明显。

(3)图18为本文提出的低损驱动电路的具体应用，即可以驱动单管也可以驱动双管或者多管，适用范围广。与其他低损驱动电路相比，适用范围广是本取得电路最大优势。

图18 低损驱动电路的具体应用

4 结论

本文提出了一种基于电荷保持的MOSFET驱动电路。该驱动电路由变压器原边H桥、驱动变压器T及副边次级驱动电路构成。该驱动电路具有驱动效率高、既能驱动单管也能驱动双管、驱动电路的开关部分能实现软开关等优点。文章对电路的工作原理和性能特性进行分析，并计算了新型驱动电路的驱动损耗，证明了基于电荷保持的MOSFET驱动电路的优越性。