LLC固态感应加热电源研究

刘　宁，赵圣芳，张　晶

(山东科技大学电气与自动化工程学院，山东 青岛 266000)

0　引言

感应加热电源多用于金属熔炼、热处理、焊接等工业过程。为提高电源利用率、获取最大功率，需要进行负载匹配。过去，常用变压器来实现负载匹配。但随着对加热精确度的要求越来越高，以及电源频率的进一步提高，高频变压器制造工艺趋于复杂，且体积大、成本高[1]。因此，必须寻找一种有效的电路来替代高频变压器。三阶谐振(LLC)负载电路由负载电感Ls、电阻R和电容C并联连接后，再与Lr串联构成。该电路具有电流变换能力，可以取代与二阶LC串联谐振电路匹配的高频变压器。

感应加热电源的调功方式一般有频率调制、移相调制和脉冲密度调制(pulse density modulation,PDM)三种[2]。频率调制通过调节开关管频率改变电阻大小，进而控制功率输出。这种调制方式多用于对加热精度要求不高的场合。移相调制通过改变开关管的相位来控制功率输出。由于开关管常处于硬开关状态，增加了开关损耗，因此在高频领域功率损耗较大。而脉冲密度调制方式在不改变谐振频率情况下，易于实现数字化控制。由于开关管处在软开关状态，通过对脉冲序列的合理选择，可使输出功率的可调范围增大，且输出功率因数升高。但当轻载时，逆变器输出电流较小，可能出现断流现象，不利于锁相控制[3]。本文采用电容电流进行锁相控制，结合改进PDM方式，使逆变器输出电流更加均匀。

1　改进型脉冲密度调制工作原理

PDM控制方式通过调整功率开关管触发脉冲密度来控制向负载输送能量的时间，进而控制功率输出。其主要优点在于能够保证感应加热电源逆变器开关器件始终工作在零电压或零电流开关状态[4]。在传统型PDM控制方式下，逆变器输出电流依靠电路自身储存的能量作自由震荡衰减。由于逆变器输出电流波动较大，可能出现电流不连续的情况。改进型PDM控制方式使脉冲密度在一个周期内均匀分配，逆变器输出电流更加平稳、波动变小、电流连续。发生谐振时，功率开关管在软开关状态下通断，对器件损耗较小。逆变器主电路拓扑结构如图1所示。

图1　主电路拓扑结构图Fig.1　Topological structure of main circuit

图2　输出电压、电流波形图Fig.2　Waveforms of output voltage and current

开关管VT1、VT3与VT2、VT4轮流导通，逆变器输出电压为方波，输出电流为正弦波。当电源非满功率输出时，上桥臂VT1、VT2按照输出功率的控制值进行开通和关断，下桥臂VT3、VT4按照正常的方式导通。LLC电压型逆变器同串联谐振，逆变器输出电流为正弦波，功率器件可以实现零电压和零电流换流。

2　LLC谐振负载电路的特性分析

2.1　LLC电路电流变换特性

电流型逆变器在高频下易受参数的影响，增加开关损耗。电压型逆变器工作在小感性状态下，可避免过大的开关损耗。本文以电压型逆变器为例进行分析。LLC谐振负载电路如图3所示。图3中：Lr和R分别为感应线圈的等效电感和感应线圈等效内阻与负载侧电阻转换到线圈侧的电阻，电容C和电感Ls是用于发生谐振与功率因数补偿的匹配元件[5]。

图3　LLC谐振负载电路图Fig.3　LLC resonant load circuit

L电路由电感和电容组成，并且可以实现阻抗变换，可分为串联谐振型和并联谐振型，如图4所示。LLC电路的电容C相当于L电路中的电容C1和C2的并联电路，C=C1+C2。

图4　两个等效L电路图Fig.4　Two equivalent L circuits

因此，在LLC电路中:

(1)

式中：Q1为图4(a)电路的品质因数；Q2为图4(b)电路的品质因数。

从式(1)可以看出，通过改变匹配组件的参数，可以实现负载阻抗的等效变换。

(2)

2.2　LLC电路阻抗特性分析

LLC电路阻抗表达式为：

(3)

LLC负载阻抗频率响应曲线如图5所示。为使电源输出功率最大，选取阻抗值最小的谐振点频率作为功率开关的开关频率。

图5　LLC负载阻抗频率响应曲线Fig.5　Frequency response curves of LLC load impedance

2.3　锁相控制变量的选取

在实际工作过程中，工件由于受到温度等因素的影响，其阻抗值将发生一定的变化，进而影响谐振频率。输出电流与电容电流波形如图6所示。

图6　输出电流与电容电流波形图Fig.6　The waveforms of output current and capacitance current

因此，需要一种锁相技术来控制开关管的频率跟随负载频率的变化[8-9]，使谐振电路避免工作在容性工作区。由LLC负载谐振电路相频特性可知，逆变器输出电压和电流的相角在谐振点附近是非单调函数，有可能产生正反馈，不能保证可靠锁相。

由式(2)可知，流过负载等效电阻电流i2是流过匹配电感电流i1的β倍。而i2与流过谐振电容电流iC的关系为：

(4)

可见电容电流iC比逆变器输出电流大得多。

逆变器输出电压与电容电压相位角为：

(5)

当Q很大时，电容电压滞后逆变器输出电压约为90°。逆变器输出电压与电容电流的关系式为：

(6)

由于LLC谐振电路的相频特性曲线不是单调函数，因此逆变器输出电压和逆变器输出电流不适宜作为控制变量。在谐振发生时，逆变器输出电压超前电容电压90°。根据电容本身的特性，电容电流超前电容电压90°，在谐振时，电容电流与逆变器输出电压近似同相位。因此，可以将逆变器输出电压与电容电流的相位角引入锁相环鉴相器中，作为锁相环的控制变量；而电容电流又比负载流过的电流大得多，有利于锁相变量的提取。改进型PDM控制方式对于低品质因数的负载也同样适用，扩大了传统型PDM控制方式的功率输出范围。

3　仿真结果

传统PDM控制方式下的逆变器输出电流会发生断续的情况，影响锁相信号的提取，致使锁相失败[10]。由图7可以看出，在改进型PDM控制方式中，逆变器输出电流变得平坦、波动较小，有利于锁相信号的提取。当功率控制值较小时，逆变器输出电流在传统PDM控制方式下趋于零，无法提取信号进行可靠锁相。此时，根据前述锁相变量的选取理论知识，可以利用电容、电流作为锁相信号，以避免此问题的发生，保证锁相环节的稳定运行，扩大功率输出范围。

图7　仿真结果Fig.7　Simulation results

在改进型PDM控制方式下，LLC谐振电路经过合理的参数选择，使电压和电流的相位差小、功率因数高，提高了电源利用率；同时，PDM控制方式可以实现零电压开关的功能，减少功率器件损耗。

因此，改进型PDM控制方式可用于感应加热的逆变器控制，以减小损耗以及逆变器输出电流的波动、提高电源利用率。

4　结束语

本文利用改进型PDM控制方式，减少了逆变器输出电流的波动。开关管处于软开关状态，减少了器件损耗。利用电容、电流和输出电压的相位关系进行锁相环的设计，避免了锁相电流过小而出现的断流、失锁问题，扩大了功率输出的范围。仿真结果表明，在LLC电路参数设置合理的情况下，其可以取代高频变压器实现负载匹配。在改进型PDM控制方式下，逆变器输出电流更加均匀。

参考文献:

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