并联谐振倍压变换器的原理分析及建模

李　洁，李晓康

(青岛大学 自动化与电气工程学院，山东 青岛 266071)

0　引　言

目前，小型化高压电源优先选择具有高效率、低噪声、小型化等优点的谐振式功率变换器。对于高压开关电源而言，仅仅依靠变压器升压，变压器的体积和制作难度会相应加大。为了解决这一问题，在变换器整流输出环节采用倍压整流技术，得到并联谐振倍压变换器，倍压电路承担部分升压任务，从而降低变压器的升压倍数、体积和制作难度。该电路同时实现了高压输出和电压模块小型化的要求，在高压电源领域具有广阔的应用前景。

1　基本原理

1.1　PRDVC的基本电路拓扑

PRDVC有半桥和全桥两种拓扑结构。图1(a)、(b)分别是半桥式PRDVC和全桥式PRDVC。图中Lr为谐振电感，Cr为谐振电容，RL为负载。

图1　PRDVC的电路拓扑

1.2　PRDVC工作状态分析

本文以半桥式PRDVC为例对其工作状态进行研究。为了研究方便，变压器看作理想变压器，变比取为1，负载通过整流电路直接与谐振电路相并联，得到图2所示简化的等效电路。该电路具有3种工作模式，现仅分析主模式。

图2　PRDVC的简化电路

PRDVC的主工作模式的一个谐振周期分为6个工作模态。图3给出了并联谐振倍压变换器的各个工作模态的等效电路。为了简化分析过程，假设如下：(1)所有开关管和二极管均为理想器件；(2)在一个周期内，Uin、Uo可认为基本保持不变；(3)C1、C2、C3、C4足够大；(4)电容和电感都为理想储能元件；(5)忽略线路阻抗值。

图3　PRDVC的6个工作模态

1.2.1开关模态0

t0时刻以前，VQ1和VD3导通，其余二极管和开关管均关断。在此过程中，谐振电容Cr两端的电压为UCr0保持不变，流过谐振电感Lr的电流正向线性减小。其等效电路如图3(f)所示[4]。

1.2.2开关模态1[t0～t1]

t0时刻，VQ1关断。由于流过电感Lr的电流不能突变使VD2自然导通为Lr续流。VD2导通后，将VQ2两端的电压箝位在零，并且此时流过VQ2的电流为零，所以在此期间开通VQ2，实现零电压零电流开通。在此阶段，电路工作在线性状态，vCr保持不变，iLr正向线性减小，电源和电感储能向负载转移，其等效电路如图3(a)所示。

1.2.3开关模态2[t1～t2]

t1时刻，iLr正向线性减小到零，即iLr(t1)=0。此时，VD2、VD3自然关断；此后，流过电感Lr的电流反向增大，完成电流换向。在此期间vCr减小，iLr反向增大，电路工作在谐振工作状态。此时电路处于内部谐振状态，负载能量从电容Cr储能获得，其等效电路如图3(b)所示。

1.2.4开关模态3[t2～t3]

t2时刻，vCr(t2)=-U0/2，VD4导通。电路进入线性工作状态，电源和电感储能向负载转移。在此阶段，vCr保持不变，流过电感Lr的电流反向线性减小，其等效电路如图3(c)所示。

1.2.5下半个周期

t3时刻，iLr(t3)=-ILr0，vCr(t3)=-U0/2，进入下半个周期[t3～t6]，见图3(d)～(f)。工作过程跟上半个周期[t0～t3]类似。图4为其工作时序。

各个开关模态的数学表达式为：

(1)

(2)

图4　PRDVC各开关模态的工作时序

2　数学模型

采用基波近似法对该变换器进行原理分析，将变压器副边折算到一次侧，可以视为一个RC网络。将vAB进行傅里叶变换，得到AB点电压的基波分量为vAB1(s)=2Uinsinωst/π，将变压器一次侧电压的基波分量定义为vT1(s)，Ce为等效电容；Re为等效电阻，得到交流等效电路如图5。

图5　交流等效电路

从变压器原边向负载侧看去，可以将变压器原边右边的所有部分视为一个二端口网络。假设该二端口网络的开口电压为vCr，输入电流为iT。vCr1的基波分量幅值UCr1为：

(3)

定义H(s)为vT1与vAB1之间的传递函数，由图5可知：

(4)

交流等效电路的输入阻抗为：

(5)

输入阻抗角φ的表达式为：

(6)

由图5可以求得变换器电感电流的峰值为：

(7)

在交流等效电路的基础上，可以计算输入电流平均值和负载电流的大小，从而得到如图6所示PRDVC总的稳态模型。

图6　稳态模型

由图6得到变换器的电压传输比为：

(8)

3　结束语

并联谐振倍压变换器是在并联谐振变换器的整流输出电路采用倍压整流电路得到的。本文通过分析该变换器的工作原理得知该变换器实现了开关管的软开通，从而降低了开关损耗，且具有较高的效率和可靠性。倍压电路承担部分升压任务，从而降低变压器的升压倍数、体积和制作难度。该电路拓扑适合用于行波管电源、大功率发射机电源等高压小电流开关电源。

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