一种高精度双环反馈的新型过流保护电路

杨园格,李凡阳,黄继伟

(福州大学物理与信息工程学院,福建 福州 350116)

0 引言

低压差线性稳压器(low-dropout voltage regulator,LDO)是恒压源电路的一种,它具有低噪声、 高集成度、 静态电流小、 低功耗和外接器件少等优点,已经成为机顶盒、 视频或音频等产品广泛使用的电源电路.

在LDO电源系统中,过流保护模块的作用是把输出电流限制在固定范围内,在输出短路或过载时对整个系统或负载进行保护. 该保护电路通过控制误差放大器的工作状态来控制调整管的电流,以达到过流保护的目的. 传统过流保护电路技术过于简单,采样管和功率管的漏源电压会出现较大失配,不能精确采样,同时电路采用的高低电平控制方式精度较低,使控制管无法精确调控,这些缺点导致LDO电源系统的稳定性较差. 为保证过流保护电路对输出电流精确采样,提高过流保护的可靠性[1],本研究设计了一种新型过流保护电路. 该电路有两个突出点： 首先,它使基准电流和功率管的输出电流达到高度匹配,能够降低PVT特性的影响,具有鲁棒性,克服了传统过流保护电路由于温度引起的偏置电流误差过大的问题,从而提高了控制精度； 其次,它利用三极管动态输出阻抗决定开关闭合与开启,在电路进行轻重负载切换时,过流保护电路的输出电压具有自恢复功能.

1 传统过流保护电路分析

传统过流保护电路[2](见图1)中采样管Ms用于跟踪大负载电流的变化,M5作为恒定电流源,经过一对有源电流镜M3和M4后,与M2中的采样电流作比较,来确定A点的高低电平. 当功率管正常工作时,M2中的漏电流小于M3中的漏电流,A点为高电平,限流控制管M6关断； 当M2中的漏电流大于M3中的漏电流,A点判定为低电平,限流管M6导通,把功率管的栅电位拉高,从而达到限流的目的[3].

图1 传统过流保护电路Fig.1 Traditional over-current protection circuit

这种控制方法有一定的局限性. 首先,采用基准电压控制栅源电压使其恒定,温度变化会导致M5的迁移率成倍减小,偏置电流误差加大,进而影响过流保护电路的电流阈值,造成电路精度不高. 其次,电路中只有恒定限流部分,当输出短路时,功率管会继续供应大电流,过流保护部分失效,无法实现在轻重负载切换时输出电压的自恢复.

针对以上问题,本研究对电路进行改进设计： 1)利用基准电流源通过栅漏短接的MOS管产生参考基准电压来替代基准电压源,使输入参考基准电压不受外界因素影响,并且采用短沟道晶体管堆叠来代替长沟道晶体管[4],避免沟道调制效应,使参考基准电压电路具有鲁棒性,不受PVT的影响,达到提高精度的目的； 2)利用三极管动态输出阻抗的变化,决定过流保护反馈环路开关的开启与关断,从而实现电路的自恢复功能.

2 新型过流保护电路工作原理

双环反馈过流保护电路(见图2)是由误差反馈电路和过流保护反馈电路构成. 其中,误差反馈电路由误差放大器A1、 调整管P1,电阻反馈环路R1、 R2和负载电流源Iload构成[5]； 过流保护反馈环路由误差放大器A2,三极管动态阻抗控制的开关K构成.

图2 双环反馈过流保护电路工作原理Fig.2 Schematic of over-current protection circuit with double feedback loop

1) 电路正常工作状态. 输出的反馈电压Vfb1

2) 电路由正常工作状态转入保护状态,即重负载的情况. 此时,Iload增大,R2两端电压VR2降低,导致Vclamp降低,此时三极管集电极电压低至可以导通,则相当于三极管输出阻抗减小,即开关K闭合,此时过流保护电路处于闭环状态,过流保护反馈电路使Vclamp保持稳定,即误差反馈电路中的调整管P1的栅源电压Vgs维持不变,相当于P1接了一个恒流源,从而起到过流保护作用.

3) 电路由保护状态转入正常工作状态,即由重负载切换到轻负载的情况. 此时,Iload减小,VR2升高,导致Vclamp升高,所以三极管输出阻抗逐渐增大,直到开关K断开,此时过流保护反馈电路由闭环变为开环状态,电路转变为正常工作状态.

根据以上分析,此过流保护电路处于保护状态或正常工作状态,主要由三极管动态阻抗形成的过流保护反馈环路进行控制,当电路进入过流保护状态时,Vclamp固定不变,从而起到保护电路的作用. 该电路不但在轻重负载切换时具有自恢复功能,而且具有良好的鲁棒性.

3 新型过流保护电路实现

3.1 鲁棒性

本研究所提出的过流保护电路的主体由基准电压源、 二级误差运算放大器和三极管动态阻抗开关三部分构成. 如图3所示,由M0,M3,M12,M7,M15,M16组成MP,此处采用堆叠晶体管代替一个长沟道晶体管,这使得我们可以用单位尺寸的晶体管来组成所需要的PMOS晶体管[6]. 此电路要求MP与调整管P1的尺寸匹配,使MP与P1呈镜像状态,这样能够防止沟道效应,减小静态电流,无论电流电压如何变化,电压和温度等变量都具有跟随特性,能很好地遵循PMOS特性[7]. 又因迁移率会随温度变化而变化,进而导致电流的变化,因此,为避免基准电压源产生的电流随温度变化,影响采样精度,本研究采用可控电流源来产生一个基准电压源,提高采样精度. 由上可知,可控电流源和栅漏短接的MOS管组成的基准电压源具有鲁棒性,并且能保证高采样精度[8],使所提供的参考基准电压不受PVT影响,从而提供一个稳定的基准电压给误差放大器.

图3 过流保护电路Fig.3 Over-current protection circuit

3.2 自恢复性

动态阻抗部分是指晶体三极管的集电极与发射极之间的阻抗,等效为一个受集电极电压控制的阻抗rce. 图3中Vclamp电压的变化会得到不同的rce,使三极管Q0处于不同的工作状态,进一步控制过流保护反馈模块的工作,所以此电路是一个过流保护反馈环路与误差反馈环路相互影响的具有自恢复功能的双环反馈电路. 当电路正常工作时,只有误差反馈环路进行工作； 当电路进入过流保护状态时,过流保护反馈环路开始工作,此时,M6和M8的栅源电压相等,相当于把固定的Vclamp输入给误差反馈电路的调整管P1,即图2中Clamp点的电压Vclamp为定值,并且控制P1的栅源电压,使P1相当于接了一个恒流源. 在轻重负载切换时,能够具备自恢复特性.

由图3可以看到,采用二极管对Q0的基极和集电极的电压进行钳位,改变集电极电压就可以有效改变Q0的内阻rce,达到控制过流保护环路是否导通的作用.

开环状态： 当Vclamp> 5×Vd-0.7时,Q0处于截止状态,即集电极与发射极之间的动态阻抗rce近似为∞,三极管相当于一个断开的开关,此时电路处于正常工作状态.

闭环状态： 当Vclamp< 5×Vd-0.7时,Q0从放大状态进入饱和状态,这时集电极电流Ic会继续增大,导致rce继续减小,说明三极管的导通逐渐加深,当饱和程度达到一定值时,rce趋向于0,即集电极与发射极之间的动态阻抗接近为0,相当于开关K接通,此时电路处于过流保护状态.

4 仿真结果

电路基于华虹BCD 0.35 μm工艺,在室温为27 ℃时进行仿真验证.

4.1 传统过流保护电路(图1)的仿真图

4.1.1 温度变化的影响

在不同温度(-40～80 ℃)下,阈值电流变化为42.3 mA,最大误差达到31%,详见图4所示.

4.1.2 工艺角变化的影响

在不同工艺角下,阈值电流误差为86.51 mA,变化范围较大,阈值电流误差范围达到49%,说明传统型过流保护电路受工艺角影响较大,详见图5所示.

图4 温度变化下的阈值电流变化曲线Fig.4 Wave of current as a function of temperature

图5 工艺角变化下的阈值电流变化Fig.5 Threshold current as a function of different process corner

4.2 新型过流保护电路(图3)的鲁棒性验证

在室温为27 ℃时,对负载电阻Rload从80 Ω到250 Ω进行直流扫描,测试结果为： 当电阻R=100 Ω,输出负载电流Iload=177.41 mA时,电路由正常工作状态进入过流保护状态. 这也表明,启动过流保护电路的电流阈值为177.41 mA,当电流大于177.41 mA时,电路的过流保护功能启动.

4.2.1 温度变化的影响

在不同温度(-40～80 ℃)下,阈值电流变化为0.04 mA,说明阈值电流随温度变化很小,误差范围在0.02%以内,详见图6所示.

4.2.2 工艺角变化的影响

在不同工艺角下,阈值电流变化为19.74 mA,阈值电流误差范围控制在10%以内,说明过流保护电路受工艺角影响较小,详见图7所示.

图6 温度变化下的阈值电流变化曲线Fig.6 Wave of current as a function of temperature

图7 工艺角变化下的阈值电流变化Fig.7 Threshold current as a function of different process corner

图8 轻重负载切换下的输出电压自恢复曲线 Fig.8 Self recovery curve as a function of light and heavy load

根据以上仿真,将传统型过流保护电路与新型过流保护电路进行对比,由图4和图6可得到温度的影响情况,由图5和图7可得到工艺角的影响情况. 说明新型过流保护电路在温度及工艺角变化时,阈值电流误差控制在10%以内,比传统型过流保护电路49%的误差小2倍以上,说明所提出的由可控电流源控制的过流保护电路具有良好的鲁棒性,既能有效消除PVT的影响,又具有较高的采样精度.

4.3 新型过流保护电路(图3)自恢复性验证

在重负载为115 mA切换到轻负载为60 mA时,输出电压从17.74 V经过9.32 μs的时间恢复至17.74 V,说明此过流保护电路在轻重负载切换时,具有很好的自恢复特性,仿真结果见图8.

5 结语

使用开关控制双环反馈电路,本质是采用可控电流源和三极管动态输出阻抗组成的结构去实现过流保护电路的高精度和自恢复功能. 仿真结果表明,本文提出的新型过流保护电路在温度及工艺角变化时,阈值电流误差控制在10%以内,与传统型过流保护电路的误差49%相比较,远小于传统型过流保护电路误差,保证了LDO可以安全高效的工作.

[1] 林川, 冯全源. 低压差线性稳压器中过流保护电路的设计[J]. 电路与系统学报, 2008, 13(5): 30-32.

[2] 胡家俊, 陈后鹏, 金荣, 等. 一种特别适用于片上LDO系统的过流保护电路[J]. 电路与系统学报, 2013, 18(1): 1-4.

[3] LUO W L. Current limit protection circuit for a voltage regulator： US6466422[P]. 2002-10-15[2015-10-31]. http://patft.uspto.gov/netacgi/nph-Parser?Sect2=PTO1&Sect2=HITOFF&p=1&u=/netahtml/PTO/search-bool.html&r=1&f=G&l=50&d=PALL&RefSrch=yes&Query=PN/6466422.

[4] SAXENA A K, KUMAR E A. Review of different types of over-current protection circuits used in various applications[J]. International Journal of Science and Research, 2015, 4(5): 1146-1149.

[5] HENG S, TUNG W, PHAM C K. New design method of low power overcurrent protection circuit for low dropout regulator[C]//International Symposium on VLSI Design, Automation and Test. Hsinchu: [s.n.], 2009: 47-51.

[6] GE F D, TRIVEDI M, THOMAS B,etal. 1.5 V 0.5 mW 2 MSPS 10 B DAC with rail-to-rail output in 0.13 um CMOS technology[C]//Proceedings of IEEE International SoC Conference. Arizona: [s.n.], 2008: 257-260.

[7] 汪雪琴, 李力南, 欧文, 等. 带使能端及保护电路的LDO设计[J]. 微电子学, 2015, 45(4): 449-453.

[8] 王凤歌, 李宗贤, 曹志容, 等. 多种保护电路的低压差线性稳压器设计及仿真[J]. 西安工业大学学报, 2014, 34(8): 614-618.