基于DSP控制的三电平逆变器研究

时国平，钱叶册，孙 佐，张勋友

(池州学院 机电工程学院，安徽 池州 247000)

随着国家对新型能源政策的大力扶持，电力电子装置的应用逐步提高.一次能源所发出的电能往往体现出低压大电流的性质，这种情况下为了实现与电网并网，不得不增加变压器作为输出级，这样使得效率低、可靠性差.若采用多电平技术，就不需要输出变压器，可以直接得到并网所需的电网电压，使得系统可靠、方便[1-2].

目前以三电平为主的多电平方法被广泛应用于大功率高压供电的交流调速领域.但是，长期以来，对于工作于非线性状态的功率开关电路的分析进展不大，常用的线性化分析方法与工程实际相差太远[3].本文引入开关状态函数化分析方法，分析逆变器开关状态与开关角的关系，对开关状态进行函数化处理，便于三电平逆变器在功率开关电路中的应用.

1 三电平逆变器工作原理

以常见的二极管钳位式三电平逆变器为例来分析其工作原理.在二极管钳位式三电平逆变器拓扑(见图1)中，增添的两个钳位二极管连接到中点O，使其开关状态比两电平多出一个，共有3种状态.其中钳位二极管可以防止直流分压电容Cd1或Cd2工作时发生短路.每2个主开关管同时导通或关断决定一种开关状态[4-5].

图1 二极管钳位式三电平逆变器电路拓扑

以A相为例，引入变量SA表示A相桥臂的开关状态.其工作原理分析如下：当Sa1、Sa2导通，Sa3、Sa4关断时，这种状态定义为2态，即SA=2，输出端A对中点O的电位为E/2；当Sa2、Sa3导通，Sa1、Sa4关断时，这种状态定义为1态，即SA=1，输出端A对中点O的电位为0；当Sa3、Sa4导通，Sa1、Sa2关断时，这种状态定义为0态，即SA=0，输出端A对中点O的电位为-E/2.

按照前面三电平逆变器分析过程中所定义的开关状态函数化的方法，由二极管钳位三电平逆变器开关状态Si与开关角θ间的对应关系，得出三电平逆变器开关状态函数化表达式为：

Si=Si(θ)θ∈[0 2π]

(1)

式(1)中i=A,B,C，例如当i=A时，A相开关状态与开关角θ之间的函数化表达式SA=SA(θ)如式(2)所示.

(2)

式(2)所表达的开关状态与开关角θ之间的数学关系也是一种分段函数的关系，定义域开关角θ在整体上是离散分布的，每一种状态下，开关角θ区间更加细化，即定义域开关角θ离散化分布更加明显，在此称式(2)所表达的数学关系为三电平逆变器开关状态函数化[6].

同样，给定一个开关角θ的区间就对应着一组开关状态，开关状态对应着每相的各开关管的导通或关断，进而使得输出电压呈不同的电平.通过开关状态函数化的分析，就能建立起三电平逆变器输出相电压与开关状态及开关角θ之间的函数表达式.由前面开关状态函数化分析可得A、B、C三相输出的相电压UAO、UBO、UCO与三相开关变量SA、SB、SC及开关角θ间的函数关系式：以UAO为例，其表达式为：

(3)

2 硬件设计

以TMS320LF2407A为核心的三电平逆变器硬件系统框图(见图2)，本系统主要由三电平逆变器主电路、DSP系统、驱动电路和隔离电路等构成[7-8].

图2 三电平逆变器系统框图

2.1 逆变器主电路

逆变器主电路是整个系统的功率变换部分，主要实现电能的DC/AC转换，由分压电容、钳位二极管和功率开关管组成.

2.2 DSP系统

DSP系统是整个系统的核心部分，本文采用TMS320LF2407实现数字系统设计，主要产生逆变器主电路各开关管所需的SPWM驱动信号，通过一定的控制算法实现对主电路的控制；本控制电路采用TMS320LF2407作为控制芯片，工作频率最高为40 MHz，指令周期仅为25 ns；并且集成了许多控制模块，例如事件管理器模块，可以方便的实现各种PWM控制算法.

2.3 驱动电路

DSP系统产生的各开关管SPWM驱动信号经过光耦隔离后进入驱动电路，再通过驱动电路来控制主电路中开关管的导通和关断，实现主电路和控制电路之间的信号连接.选用IR2110芯片，该芯片是由美国IR公司生产的.IR2110是双输入双输出的驱动器，用来作为三电平逆变器开关信号的驱动器.

2.4 隔离电路

由于驱动芯片IR2110为双输入双输出的，所以驱动的输入端和两个光耦的输出端共用一个+5 V电源.为了与光耦6N137输出信号匹配，其输入端VDD和VSS之间接+5 V电源，连接时需要接一个0.1 μF的去耦电容.输入HIN端和LIN端接光耦的输出端VO，光耦的GND端和驱动的VSS端接+5 V电源地.

3 软件设计

本文中SPWM算法通过查表的方法来实现，硬件电路搭建完成后，关键在于用编程来实现本算法，程序的设计过程采用模块化的编程方法，每一个模块完成一个特定的功能，这样可以方便调试，也使得有错误时可以方便准确的查找并进行修改.

3.1 系统主程序

系统主程序流程图(见图3)，在主程序中，首先完成系统初始化和功能模块的初始化；再对通用定时器1进行初始化；然后等到中断程序执行时，完成查正弦表的任务，将查得的调制值赋给中间量，再把中间变量里的调制值赋给比较寄存器CMPRx.根据二极管钳位式三电平逆变器每相各个开关管所需要的驱动信号的特点，以及TMS320LF2407A比较单元和PWM电路产生脉冲信号的特征，为了得到SPWM脉冲信号波形，将要赋给比较寄存器CMPRx的值列成表格，三相三电平逆变共需要12路SPWM信号，这12路信号实际上是6对互补的信号，由6个比较寄存器产生.单相的话只需2个比较寄存器产生2对互补的4路SPWM驱动信号.

3.2 中断服务程序

本文中断服务程序是通过软件识别中断标志的方法来实现定时器1的周期中断，完成将中间变量中的调制值赋给比较寄存器CMPRx的功能任务.中断服务程序的流程图(见图4)，中断服务程序主要是先判断是否是通用定时器1周期中断，若是，则将中间变量中的调制值赋给比较寄存器CM-PRx，否则直接中断返回.

图4 中断服务程序流程图

4 实验分析

在硬件设计和软件设计的基础上，搭建起二极管钳位式三电平逆变系统的实验平台，实验平台的搭建主要包括隔离驱动及主电路的部分、整流电源部分、变压器和TMS320LF2407A目标板仿真器部分.主电路输入直流电压30 V，输出相电压为交流15 V.选用型号为IRF630的MOSFET管，其额定耐压为200 V，电流9 A，本设计中主电路+30 V电源由输出电压范围为0～30 V，型号为YB1733A的直流稳压电源提供，其输出电压值能够在额定输出电压值以下任意电压值上设定和正常工作.

4.1 开关角θ区间为2.3°时驱动波形

对开关角区间进行细化，当开关角区间为2.3°时，A相各个开关管的驱动信号波形(见图5).为看清楚脉冲宽度变化的规律，图5右边图中的波形为左边图中波形的局部放大.每一个大格代表2 V，这个驱动信号波形是DSP输出还没有经过隔离驱动放大的波形，所以高电平幅值为3.3 V，更新比较寄存器的值改变脉冲宽度，高低电平转换瞬间，会出现一些尖峰电压，但幅度不大，能够满足实验要求.

图5 开关角区间为2.3°时A相各开关管驱动信号波形

开关角区间每一次细化后，要重新计算正弦函数表.从实验结果可知，在每一个周期中，不论是正半周期还是负半周期，脉冲宽度的变化都是先增大后减小的，实现了SPWM的脉冲控制策略.

4.2 电压输出波形

DSP产生的开关信号经过光耦隔离和驱动放大，再经过栅极电阻后接到MOS管的栅极，输出端接纯电阻负载，当R=1 kΩ时观测相电压的波形.通过软件细化开关角区间，当开关角区间为2.3°时，得到的输出电压波形(见图6).

图6 开关角区间为2.3°时相电压波形

从以上电压输出波形可以看出，在开关动作的过程中，即在电平转换瞬间，虽然有时会出现一些尖峰电压，但是并尖峰值并不是很大，电压幅值很平稳，基本能达到预期的实验效果.由此看来本实验的控制策略是成功的，通过硬件实验平台完成了预期的控制思路.

5 结 论

本文在介绍三电平逆变器工作原理基础上,提出了一种开关状态函数化分析方法,对开关状态进行函数化处理，建立起开关状态与开关角θ之间的函数关系，只需改变开关角θ的区间，就能方便地控制三电平逆变器各开关管的导通与关断，从而实现三电平逆变.建立了以DSP为核心的三电平逆变器控制系统，对系统的硬件和软件作分做详细分析，实验结果验证了所提方案的有效性，可为多电平逆变器研究提供借鉴.

[1] 陈 权，许国良，姜卫东，等.三电平逆变器SVPWM控制的一种新方法[J].电力电子技术，2013，47(1)：70-72.

[2] 周京华，贾 斌，章小卫.混合式三电平中点电位平衡控制策略[J].中国电机工程学报，2013，33(24)：82-89.

[3] 张 俊，赵 宇.三电平变流器中点电位平衡的控制策略研究[J].控制工程，2017，24(7)：1454-1460.

[4] 周 成，程 晨，杨辉军，等.基于DSP的三电平空间矢量算法仿真与实验[J].宿州学院学报，2017，32(1)：101-104.

[5] 吴瑕杰，王顺亮，宋文胜，等.基于FPGA的三电平空间矢量脉宽调制算法半实物实验方案[J].电力系统自动化，2014，38(3)：78-82.

[6] 吴瑕杰，方 辉，宋文胜，等.一种基于DSP-FPGA的辅助逆变器核心控制系统[J].电机与控制学报，2015，19(5)：58-66.

[7] 刘成友，周 鑫，张华伟.等.三电平逆变器简化SVPWM算法仿真与实现[J].郑州轻工业学院学报，2015(5)：117-120.

[8] 冯 炜，刘维彬.一种改进的三电平逆变器SVPWM简化算法[J].电气传动，2013,43(9)：17-21.