基于载波移相的MMC逆变器调制方法研究

孙黎，胡峰，马成廉，赵书健

（1.华北电力大学电气与电子工程学院，北京102206；2.东北电力大学电气工程学院，吉林吉林132012）

随着能源互联网的高速发展，远距离大容量输电成为必不可少的工程。高压直流输电（high voltage direct current，HVDC）以其高效的输送能力越来越受到关注。自1954年，世界上第一个直流输电工程（瑞典本土至哥特兰岛的20 MW、100 kV海底直流电缆输电）投入商业化运行以来，高压直流输电技术经历了从基于汞弧阀换流技术的第一代直流输电技术、基于晶闸管换流技术的第二代直流输电技术，到20世纪90年代末，基于可关断期间和脉冲宽度调制（PWM）技术的电压源换流器（VSC）应用于直流输电，称之为柔性直流输电技术，标志着第三代直流输电技术的诞生[1]。在近十多年来，柔性直流输电技术受到了工程技术人员的广泛关注，对其理论研究及工程应用是现阶段高压直流输电技术的热点问题[2-3]。对作为柔性直流输电技术的核心的VSC换流器的研究，是高压直流输电的重要内容[4-6]。

现有柔性直流输电工程采用的VSC结构主要有3种，即两电平换流器、二极管箝位型三电平换流器和模块化多电平换流器（MMC）。相对于前2种拓扑结构，MMC结构具有制造难度下降、损耗成倍下降、阶跃电压降低、波形质量高、故障处理能力强等优势，越来越多地应用于高压直流输电工程。对MMC换流器的研究，主要从拓扑结构、调制策略、控制策略等方面进行分析改进，并取得了很好的效果。目前，MMC可选用的子模块结构有半桥子模块（HBSM）、全桥子模块（FBSM）和双箝位型子模块[7]（CDSM）3种主要拓扑结构。文献[8]分析了基于箝位双子模块的MMC-HVDC正常自励起动过程；设计了3种可控充电方法来对电容继续充电，以便获取足够的能量；文献[9]提出了一种改进的复合子模块拓扑结构（IHSM拓扑），解决了CDSM中电容并联耦合及半桥型拓扑中桥臂短路问题；文献[10-12]针对全桥型拓扑结构进行了改进，并对单元电容参数进行了合理的设计，给出了一种简单有效的电压控制策略及桥臂电感参数的选取依据；文献[13-14]提出了箝位式双子模块与半桥子模块混合级联、半桥与全桥子模块混合级联的方式改进的拓扑结构；文献[15]提出一种基于循环嵌套机理的MMC拓扑，其电平输出能力得到显著提升。目前常用的MMC调制方式主要分为脉宽调制（PWM）方式和阶梯波调制（staircase modulation）方式。文献[16]对MMC可以使用的几种调制策略进行了比较。文献[17]提出了一种适用于MMC的快速PWM调制方法，具有简单、快速、占用较少硬件资源的特点。文献[18]提出了根据是否需要对子模块电容电压排序，将MMC分为计算投入子模块个数调制策略和载波移相调制策略。文献[19]提出了基于载波移相调制的新型冗余保护策略。文献[20]对比分析了VSC和MMC 2种拓扑结构的优缺点。文献[21]提出了一种适用于模块化多电平换流器高压直流输电系统数模混合仿真的功率接口算法。以上文献对MMC换流器的拓扑结构、调制策略等方面进行了研究和改进，但对载波移相调制方式的特点及适用范围并没有具体说明。

本文首先对MMC型换流器的拓扑结构和工作原理进行了阐述，然后对MMC换流器的调制方式，特别是在低电平环境下基于PWM的载波移相调制方式进行了理论分析。在Simulink环境下，分别搭建5、7、9电平的MMC直流输电模型进行仿真对比分析计算，验证理论分析的结果，并对载波移相调制方式进行了客观的评价。

1 MMC换流器的拓扑结构及工作原理

三相MMC换流器的通用拓扑结构[22]如图1所示。此MMC换流器共有6个桥臂，每相由上、下2个桥臂构成，每个桥臂都由n个SM子模块。常见的子模块拓扑，有半桥型子模块、全桥型子模块和双箝位型子模块。其中，工程中普遍应用的是结构简单的半桥型子模块，但由于需要依靠交流断路器实现切除故障电流，故其不具备直流故障穿越能力[23-25]。虽然全桥型和双箝位子模块皆具有直流故障穿越能力，但由于投资和运行损耗较大，目前尚无工程应用。本文应用Matlab中Simulink模块进行电磁暂态仿真，此模块功能强大，可适用于多种情况下进行电力系统暂态、电气设备的仿真计算研究[26-28]。

图1 三相MMC通用结构图Fig.1 Three-phase MMC topology

SM子模块的结构如图2所示，内部包含有2组IGBT和续流二极管以及一个储能电容，与外部电源相并联的还有一个晶闸管K2和一个高速旁路开关K1，用于在电路出现故障时保护子模块不被损坏。图中R是子模块电容的并联电阻，用于电容静态均压和MMC闭锁后电容的缓慢放电，其阻值很大，几乎对电容稳态特性无影响，故除特定场合，一般仿真中不体现。

图2 半桥型子模块结构图Fig.2 Schematic of the half-bridge sub-module

通过给IGBT施加不同的触发信号，对应的每个子模块就有3种不同的工作状态：

1）图3所示的是投入状态，此状态下是对上桥IGBT施加开通信号，下桥IGBT施加关断信号。图3（a）所示的电流方向下，电流只能通过上桥续流二极管；图3（b）所示的电流方向下，上桥IGBT和下桥续流二极管都可以流过电流，可是由于在外部系统施加电压的情况下，内部储能电容充电，使得p点的电位升高，实际上只有上桥IGBT可以流过电流。这种对上、下桥IGBT施加信号的方式使得电流始终通过储能电容和子模块上半桥，因此子模块的输出电压近似等于储能电容两端的电压。

图3 投入状态及电流流通路径Fig.3 Input state and current flow path

2）图4所示的是切除状态，此状态下是对上桥IGBT施加关断信号，对下桥IGBT施加开通信号。图4（a）所示的电流方向下，上桥续流二极管和下桥IGBT都可以流过电流，但是由于电流通过储能电容使得p点和q点的电位近似相等，储能电容电流的存在使得上桥续流二极管处于反向截止状态，因此只有下桥IGBT流过电流；图4（b）所示的电流方向下，电流只能流过下桥续流二极管。因此在这种工作状态下，电流始终通过子模块下桥流通，子模块的输出电压可以近似地看作0。

图4 切除状态及其电流流通路径Fig.4 Resection state and its current flow path

3）图5所示的是闭锁状态，此状态下是对上、下桥IGBT同时施加关断信号。如图5（a）所示的电流方向下，电流只能经过上桥续流二极管流通；图5（b）所示的电流方向下，电流只能经过下桥续流二极管流通。由于这种状态下上、下桥IGBT都被施加关断信号，因此该电路处于闭锁状态。该状态主要出现在系统启动、故障以及开关死区阶段。

由于开关死区的时间极短，所以在正常工作条件下可以不考虑子模块的闭锁状态，因此MMC换流器在正常工作方式下，子模块的工作方式只在投入状态和切除状态之间转换，上、下2个桥臂做互补的通断状态。在模块化多电平换流器的拓扑结构中，每相上、下2个桥臂构成一个相单元，在直流侧3个相同的相单元并联构成总直流电压。为了保持总直流电压稳定并且能够得到最大的直流电压，每个相单元中投入运行的子模块一般为n个，即相单元总子模块数的一半。通过改变上、下桥臂投入运行的子模块分布情况可以得到所需的MMC换流器输出电压。这样，对于任意一个桥臂来说，其运行的子模块数可以是0个、1个直至n个，每相最多可以得到（n+1）个输出电平。

图5 闭锁状态及其电流流通路径Fig.5 Blocking state and its current flow path

通过上述对MMC换流器结构及运行特性的分析，得到MMC正常工作的2个条件：1）维持直流电压不变，即在直流侧3个相同的相单元并联构成总直流电压。为了保持总直流电压稳定并且能够得到最大的直流电压，每个相单元中投入运行的子模块一般为n个，即为相单元总子模块数的一半。通过改变上、下桥臂投入运行的子模块分布情况，可以得到所需的MMC换流器输出电压。2）三相交流电压的输出，通过相单元分配上、下桥臂投入的子模块数来实现对换流器输出电压的调节。

2 基于CPS-SPWM的MMC换流器调制方式

2.1 调制方式的介绍

控制器根据设定的有功功率、无功功率或直流电压等指令计算出需要电压源换流器输出的交流电压波，称之为调制波（工频正弦电压波）。MMC的调制方式就是，如何通过控制子模块的开断，即子模块的投入和切除，使得输出的交流电压波形逼近调制波。一个好的调制方式应该满足以下几个要求：1）较好的逼近调制波能力；2）含有较小的谐波分量；3）含有较少的开关频率；4）具有较快的响应能力；5）需要较少的计算量。显然，要满足以上几个要求是很困难的，所以必须根据具体的应用领域，选择能够尽量多满足以上条件的调制方式。

目前，常用的MMC调制方式主要有两大类：脉宽调制（PWM）方式和阶梯波调制（staircase modulation，SM）方式。PWM方式是两电平电压源型换流器（VSC）常用的调制方式，在传统的二极管箝位和电容箝位多电平换流器中得到广泛的应用。其原理是利用半导体器件的开通和关断把直流电压变成一定形状的电压脉冲序列，以实现变频、变压，控制或消除谐波为目标的技术。PWM方式跟踪调制波性能好，实现简单，能够明显改善低电平换流器的输出特性，因此在低电平换流器中得到广泛的应用。针对MMC型换流器的结构特点，在传统的PWM调制方式的基础上改进，得到适用于MMC的正弦载波移相脉宽调制（CPS-SPWM）方式，是本文研究的主要内容。

载波移相脉宽调制是PWM技术的扩展，其优点是在不提高开关频率的条件下使等效开关频率提高n倍，从而大大减小了输出谐波。同时，由于桥臂上所有的子模块采用同一个调制波和同频率的载波，开关器件的使用率和子模块间的损耗分布都比较均匀。

2.2 载波移相正弦脉宽调制原理

假设每个桥臂含有n个子模块，因此采用n组三角波作为载波，可以得到每相载波之间的移相角度θ=2π/n。然后n组三角载波与同一条正弦调制波相比，得到n组PWM调制波开关信号，分别驱动MMC换流器每个桥臂上的n个子模块。上、下桥臂的调制波反向，保证任意时刻投入的子模块个数互补且等于n，三相中的每相调制波之间相差2π/3，最后输出的相电压波形是由n组调制波开关信号波形叠加而成。首先以单相5电平MMC换流器为例，对CPS-SPWM的原理进行具体说明。

如图6（a）所示，调制波不变，每个载波依次移相90°，通过调制波与载波比较，得到4个SM子模块的触发信号，如图6（b）所示。将触发信号叠加，得到上桥臂的正弦触发信号，如图6（c）所示。

图6 5电平CPS-SPWM调制原理Fig.6 Principle of 5 level CPS-SPWM modulation

3 基于CPS-SPWM三相MMC换流器逆变过程的MATLAB仿真

应用第3节对载波移相技术的原理分析，在MATALB的SIMULINK环境下，根据图1所示拓扑结构，分别对三相5、7、9电平MMC换流器的逆变过程进行仿真计算（仿真时长为0.05 s），并与理想输出交流输出电压波形进行对比，仿真结果如图7—图10所示。

图7 三相5电平MMC逆变输出电压波形Fig.7 Output voltage waves of the three-phase 5-level MMC inverter

图8 三相7电平MMC逆变输出电压波形Fig.8 Output voltage waves of the three-phase 7-level MMC inverter

图9 三相9电平MMC逆变输出电压波形Fig.9 Output voltage waves of the three-phase 9-level MMC inverter

图10 MMC逆变与实际输出电压对比波形Fig.10 Comparison of waves of the MMC inverter output and the actual output

由图7—图10可知，基于载波移相技术的调制方式，在低电平环境下，能够使三相MMC逆变输出电压仿真曲线很好地追踪三相正弦交流电压的波形特征。如表1所示，随着仿真电平数的增加，谐波降低；仿真运算随电平数的增加，复杂度增大，实际运算时间增加，对于现阶段仿真几十到几百电平的仿真模型来说，计算机运算时间过长，不利于仿真研究；采用载波移相技术，根据子模块的个数，调整PWM中的载波的移相，对于多电平的高压直流输电系统扩容增加电平数时，需要调整2n个PWM的载波，增加了扩容的复杂度。

表1 三相5、7、9电平MMC换流器逆变运行谐波量与运算时间对比Tab.1 Comparison of harmonic and operation time in the inverter operation of the three-phased MMC inverter of Level 5，Level 7 and Level 9.

4 结论

本文通过对MMC换流器的拓扑结构、工作原理的介绍，研究了低电平MMC换流器基于PWM的载波移相技术调制方式。通过理论分析及仿真计算，得出以下结论：

1）应用于直流输电的基于载波移相技术的调制方式，跟踪调制波性能好，在不增加开关频率的前提下，使等效开关频率增加n倍，能够明显改善低电平换流器的输出特性，有助于研究低电平数的MMC-HVDC换流器内部特性。

2）对于现阶段大容量多电平HVDC的特性来说，CPS-SPWM调制方式计算量大且复杂度增加，不利于扩容，故不适用与高电压大容量直流输电系统。

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