应用于光伏微逆变器的柔性变换器

阚加荣,冯赛非,吴云亚,谢少军,汤 雨

(1.盐城工学院电气工程学院,江苏省盐城市 224051;2.南京航空航天大学自动化学院,江苏省南京市 210016)

应用于光伏微逆变器的柔性变换器

阚加荣1,冯赛非1,吴云亚1,谢少军2,汤 雨2

(1.盐城工学院电气工程学院,江苏省盐城市 224051;2.南京航空航天大学自动化学院,江苏省南京市 210016)

为满足微逆变器高加权效率的要求,提出了一种适用于光伏微逆变器的柔性拓扑DC/DC变换器。柔性变换器包含两种工作模式,分别是改进双管正激工作模式与桥式工作模式,介绍了各自的工作原理,给出了变换器中变比与缓冲电感的设计准则。根据两种工作模式下的开关损耗、导通损耗、驱动损耗以及铁芯损耗分析,确定了柔性变换器两种工作模式的切换阈值大小,并得到了变换器的占空比预计算与闭环微调相结合的控制策略。实验结果证明所提柔性变换器性能优良,并具有较高的加权效率。

微逆变器;柔性拓扑;改进双管正激模式;桥式模式;损耗分析

0 引言

微逆变器是光伏发电的一个重要研究方向[1-2],相比于组串供电方式[3]和集中供电方式[4],微逆变器可保证光伏电池工作于最大功率点(MPP),具有模块化设计、可热插拔、冗余性好、可靠性高和安装方便等一系列的优点而广受各界关注。

功率变换效率提升一直是光伏微逆变器的一个重要研究方向,为此研究人员提出了多种非隔离型微逆变器[5-6]和隔离型微逆变器[7]的电路结构。目前,隔离型微逆变器中研究较多的是反激微逆变器[8],另外正激[9]、推挽[10]、全桥[11]和Zeta[12]微逆变器也有相关研究,隔离型全桥和Zeta微逆变器的电路结构较复杂,不利于小功率情况下电路效率的提高,反激和正激型微逆变器的电路结构较简单,但正激型微逆变器副边整流二极管在峰值电流时换流,造成二极管的寄生振荡和反向恢复损耗,效率难以提升;反激型微逆变器的功率受限于储能变压器,随着单块光伏电池功率的增加,近年交错反激型微逆变器得到广泛研究[8],但该类型微逆变器后级必须增加极性反转工频逆变器,这增加了微逆变器的复杂性。

目前,对新能源发电系统普遍采用加权效率来衡量,如欧洲效率[13]和美国加州能源委员会(CEC)[14]效率,而文献[8-12]所述微逆变器不能同时兼顾轻载与重载时的高效变换,因此作为微逆变器主流拓扑的交错反激方案,研究人员提出多种方案来改善其效率[15-18],这些方案的主要思想是根据并网功率与电网的工频相位,决定是全部电路还是部分电路投入运行,以在低输出功率时降低电路的总损耗,这些方案都取得了较高的加权效率。随着光伏电池光电转换效率的提高,相同面积的光伏电池输出功率也越来越大,目前单块光伏电池已达350 W,预计今后将持续增加,受单台反激变换器处理功率所限,交错反激并联的台数将随着功率的增加而增加,这将极大地增加电路的复杂性。为此,需要改变现有的微逆变器功率变换方案，以保证在较大功率和小功率情况下均能实现高效率。文献[19]提出采用隔离双有源全桥DC/DC变换器+正弦脉宽调制(SPWM)逆变器的实现方案,在功率较大时,采用双有源桥变换器进行工作,在功率较小时,其中部分开关管不工作,将前级双有源全桥DC/DC变换器工作于双管反激模式,以降低开关管的驱动损耗和导通损耗,实现低功率下的高效变换,但该方案有一个较大缺点,若要使两种情况下电路中的变压器都能正常工作,对变压器的设计可能需要折中并且两种情况下电路的工作频率也要做出很大调整,这限制了该电路的推广。

为实现微逆变器的高加权效率,本文提出一种全桥柔性变换器为前级的微逆变器,高功率时微逆变器工作于全桥模式,低功率时工作于改进正激模式,两种情况下变压器的设计参数一致。实验结果表明,所提柔性微逆变器能够实现较高的加权效率。

1 柔性变换器的电路结构

常见的微逆变器结构为附录A图A1所示的两级式拓扑,第一级DC/DC变换器可以是隔离结构,也可以是非隔离结构,若是非隔离拓扑,则需要采用高电压增益的变换器,相比于隔离型DC/DC变换器,电路的复杂程度并不低,因此目前隔离型拓扑应用较多。第二级电路一般采用全桥结构的单相逆变器实现并网,如果第一级与第二级中间的直流环节为伪直流,则逆变器工频工作;如直流环节电压平滑,则较多采用单极性倍频SPWM方式。

本文主要讨论微逆变器中第一级的DC/DC变换器,其输出直流电压平滑,DC/AC采用单极性倍频SPWM方式,由于DC/AC为人们熟知,因此本文只介绍第一级的DC/DC变换器。

图1给出了一种应用于光伏微逆变器的柔性DC/DC变换器,由于变压器前串联电感类似于各类谐振变换器中谐振网络的功能,因此定义图1所示的DC/DC为类谐振变换器。

图1 柔性拓扑中间电流型DC/DC变换器Fig.1 Mid-current-fed DC/DC converter with flexible topology

在功率较高时,电路工作于图1(a)所示的全桥模式;在功率较低时,电路切换到图1(b)所示的改进正激模式,区别于传统的双管正激变换器,图1(b)所示变换器的重要控制量仍是变压器前级的缓冲电感电流。为保证图1(b)所示变换器中变压器能磁复位,该电路也有最大占空比0.5的限制。为保证所有器件实现软开关,设计电路工作于缓冲电感电流ir断续模式。两种工作模式下,一个开关周期内电路的主要波形示意图分别如图2(a)和(b)所示。从图1所示拓扑与图2所示工作波形可以看出,桥式工作模式下变压器前级电路输出为脉宽可变的高频交流电,4个开关管S1至S4均处于高频工作;而改进双管正激工作时,仅有2个开关管处于高频工作状态,因此改进双管正激电路节省了2个开关管的驱动损耗,有利于小功率情况下频率的提升。图2(b)中:im为变压器磁化电流,在一个开关周期结束前,im必须下降为零。

图2 柔性微逆变器工作波形Fig.2 Operation waveforms of micro-inverter with flexible topology

2 柔性变换器的参数设计

柔性变换器中,合理的变压器变比有利于变换器的优化运行,其余如输入侧和输出侧的滤波电容值可根据电压纹波的允许值进行设计。本质上来讲,图1所示的柔性变换器属于一种降压型变换器,即nUPV>UDC,只要满足该关系,总可以找到合适的Lr值来达到变换器功率处理的要求,但设计还需要结合实际情况进行考虑。

定义两种工作模式下变换器的调制比分别为DB和DF,则根据图2可得:

(1)

(2)

式中:Ts为开关周期。

设计n与Lr的基本准则是在最大输出功率时(对应最大占空比DBmax),电感电流ir处于临界连续状态(BCM),因此功率小于额定电压时,ir处于电流断续状态(DCM),则

(3)

式中:UPV和UDC分别为变换器输入和输出电压。

综合考虑器件较优化的电流应力以便于电感设计,确定DBmax=0.35,则根据式(3)得到：

(4)

确定n后,缓冲电感Lr可以根据最大输出功率时缓冲电感电流临界连续进行确定,分别得到桥式模式与改进正激模式时缓冲电感的大小为:

(5)

(6)

式中:Pmax为光伏电池输出最大功率。

理论上,为满足两种模式下都能实现最大输出功率,选取式(5)和式(6)中计算较小值作为最终选取的缓冲电感值,但是考虑到在改进正激模式下变换器处理的功率要小于光伏电池输出的最大功率,因此最终选取的缓冲电感值要根据实际情况综合考虑后进行确定。

3 柔性变换器的损耗分析

变换器工作在不同的工作模式下有不一样的损耗,主要损耗有开关管导通损耗、开关损耗、驱动损耗、变压器和电感的铁损和铜损,其他如滤波电容损耗、电路分布电阻损耗等占总损耗比例很低,可以忽略,下面就只分析主要损耗。

3.1 桥式工作模式

1)导通损耗

桥式工作模式下,导通损耗包括4个开关管的导通损耗以及两个整流二极管的导通损耗。根据流经开关管的电流为ir的一半,求得开关管电流有效值为:

(7)

式中:P为变换器处理功率。

整流二极管的导通损耗与其平均值相关,根据滤波电容电流在开关周期内的平均值等于0,得到二极管D1和D2的电流均值为:

(8)

因此,在桥式工作模式下,变换器导通损耗为:

(9)

式中:Ron为开关管的导通电阻;VF为二极管正向导通压降。

2)开关损耗

虽然在分析桥式电路过程中,所有的开关管要么实现零电压开关,要么实现零电流开关。在开关管关断时,由于开关管的结电容太小(一般在1 nF左右),开关管的关断时间明显大于其端电压上升时间,因此在关断过程中不能实现无损耗开关。为克服这一问题,通行办法是在开关管漏源端并联一个稍大的电容,使开关管在关断后的端电压上升时间(要短于死区时间)要长于关断时间。这种方法可有效减小开关管在关断时的损耗,但是在桥式工作模式下,如图2(a)所示,在t0与t5时刻,滞后开关管S4和S2开通时(超前开关管S1和S3没有该损耗),其端电压为输入电压UPV,开通后,储存在结电容上的能量通过开关管迅速消耗,因此存在的开通损耗为:

(10)

式中:Coss为开关管结电容与为实现软关断的并联电容的等效值。

3)驱动损耗

微逆变器中,开关管的驱动辅助电源能量也是从光伏电池获取,对应不同的驱动电路和开关管,其每次开关过程的能量损耗也不一样,样机驱动电路如附录A图A2所示,对应开通和关断过程的开关管的栅源电压uGS与驱动电阻R4电流iR4波形如附录A图A3所示。

开通过程是电阻R3和R4与二极管DD1构成的支路向开关管等效输入电容充电,而关断过程是R4和Q1构成的支路为开关管等效输入电容放电,因此开关管开通一次、关断一次消耗的能量分别为:

(11)

(12)

式中:IR4_on和IR4_off分别为开关管开通过程与关断过程中流经电阻R4的电流有效值;ton和toff分别为开关管的开通与关断时间。

对于驱动电路中DD1和Q1中的损耗,相对驱动电阻而言,其损耗可忽略。由此可以得到开关管驱动损耗的功率为:

(13)

4)铁芯损耗

变换器中,有两个磁性元件,变压器与缓冲电感,由于缓冲电感值极小,可以在变压器的绕制时适当调整即可得到合适的漏感代替缓冲电感。变压器铁芯的损耗估计可以根据Steinmetz方程近似得到[20]:

(14)

式中:fs为工作频率;Bpeak为变压器铁芯峰值磁通密度;k,α,β分别为相关的Steinmetz系数,其决定于铁芯的材料。

对于不同的铁芯材料而言,k,α,β的准确值难以确定,因此本文采用厂商提供的损耗曲线进行估计,附录A图A4为TDK提供的PC40材质的铁氧体损耗曲线,可根据选取的铁芯的体积、不同功率下工作的磁感应强度的变化量ΔB确定最终的损耗。需要说明的是,附录A图A4所示损耗曲线横轴量是在交流电压作用下得到的最大磁感应强度Bmax,其对应的ΔB=2Bmax。桥式工作模式下,磁感应强度变化量为:

(15)

(16)

式中:N1为变压器原边匝数;Ae为铁芯截面积;DB为桥式工作模式下变换器的占空比。

3.2 改进正激工作模式

1)导通损耗

改进正激工作模式下,导通损耗包括2个开关管的导通损耗、2个磁复位二极管的损耗和1个整流二极管的导通损耗。根据流经开关管的电流为ir的上升部分,求得开关管电流有效值为:

(17)

对用于磁复位的S2和S3的体二极管,其电流对应ir的下降部分,其电流平均值为:

(18)

同样根据整流二极管的平均值等于负载电流,得到二极管D1的电流均值为:

(19)

因此,在改进正激工作模式下,变换器导通损耗为:

(20)

式中:VF1与VF2分别为开关管体二极管与整流二极管的导通压降。

2)开关损耗

在变压器磁复位完成后,存在S1至S4的结电容、Lr和D1结电容以及滤波电容CG为回路的寄生振荡,谐振后,D1端电压降低为零,电压uAB被钳位在UDC/n,S1和S4端电压被钳位在(UPV-UDC/n)/2,则在下次开关开通时,结电容能量损耗为:

(21)

3)驱动损耗

类似于在桥式工作模式下的分析,得到改进正激模式下的开关管驱动损耗为:

(22)

4)铁芯损耗

与桥式工作模式类似,改进正激模式下磁感应强度变化量为:

(23)

(24)

式中:DF为改进正激模式下变换器的占空比。

最后,根据式(23)所计算的ΔB与附录A图A4所示的损耗曲线得到相应的铁损。

3.3 两种模式下的损耗比较

确定一组参数,光伏电池最大输出功率Pmax=300 W,最大功率时输出电压为36 V,UDC=200 V,fs=50 kHz。首先,由式(4)得到变压器变比n=8;再分别由式(5)和式(6)得到两种模式下均可输出最大功率时的缓冲电感值分别为Lr_B=3.18 μH,Lr_F=2.70 μH,由于改进正激模式工作于小功率模式,而Lr_F是按照最大功率计算,因此选取Lr=3.18 μH,此时,改进双管正激模式的最大可输出功率为255 W,这对小功率情况下,增加改进正激模式工作时的占空比、降低器件电流应力是有效的。变压器原边开关管选取IRFB4110(Ron=3.7 mΩ),端电压并联电容后Coss=22 nF,整流二极管选取MUR1560(VF=1.2 V);开关管开通时间ton=180 ns,toff=140 ns,对应开通、关断的驱动电流有效值分别为IR4_on=0.45 A和IR4_off=0.8 A。变压器铁芯选取EE50,其体积为23.6 cm3,截面积Ae=2.26 cm2,N1=5,材质为铁氧体PC40。

根据以上数据,得出不同功率下变换器在两种模式下的导通损耗、开关损耗和驱动损耗的曲线图,如图3所示。可以发现,在小功率时(100 W以下),改进正激工作模式的总损耗小,其原因是其开通损耗Psw_F较低;随着功率的增加,桥式工作模式的导通损耗和铁损小的优势就体现了出来。这也证明了本文采用柔性拓扑在效率方面的优势:在小功率与较大功率时采用不同的运行拓扑,可实现较小的损耗,使其具有较高的加权效率。

图3 两种工作模式的总损耗比较Fig.3 Total loss comparison between two operation modes

4 实验验证

为验证应用于微逆变器的柔性变换器的可行性以及效率分析的正确性,建立了300 W的柔性变换器样机,采用参数以及器件型号见3.3节。限于实验室条件,变换器输入采用恒定输入电源,变换器输出至独立运行逆变器加电阻负载,控制变换器的输出电压恒定,变换器的功率通过改变电阻值的大小实现,样机采用的控制策略如附录A图A5所示,如果后级采用并网逆变器,可以有类似的控制方法,本质上是一样的。

图4为柔性变换器控制框图,如输出功率大于设定的切换功率阈值,则控制变换器工作在桥式模式,采用式(16)预计算调制比;如输出功率小于设定的切换功率阈值,则控制变换器工作在改进正激模式,采用式(24)预计算调制比;预计算得到的调制比DP本质是开环控制,因此本文在调制比预计算的基础上进行闭环微调,得到微调调制比Dm,DP与Dm相加得到变换器的最终调制比;最后,根据调制比与所选择的工作模式确定驱动信号调制策略,得到开关管S1至S4的驱动信号(在改进正激模式时,开关管S2和S3保持关断)。该控制的优点是预计算占空比保证了系统的动态性能,而电压闭环微调占空比保证了稳态下的精度。

图4 柔性变换器控制框图Fig.4 Control diagram for converter with flexible topology

附录A图A6为柔性变换器工作于改进双管正激模式下的工作波形。附录A图A6(a)为开关管S1驱动电压uGS1、缓冲电感电流ir、缓冲电感输入端电压uAB、变压器副边电压uW2的波形,与图2(b)理论分析波形相对应,uAB的正电压与开关管S1的开通时间相对应,uW2的正电压与ir电流大于零时间段对应。附录A图A6(b)为uGS1、开关管S1漏源电压uDS1、整流管D1承受电压uD1以及ir的波形。可以看出,ta时刻,在iL峰值电流时,S1和S4关断,由于S1至S4的结电容与缓冲电感L形成的谐振使得S1和S4的端电压上升慢于其关断,S1和S4实现了零电压开关(ZVS)关断。

附录A图A7给出了柔性变换器工作于桥式模式和稳态情况下的波形。附录A图A7(a)给出了滞后开关管S4的驱动电压uGS4、漏源电压uDS4、电压uAB以及ir的波形,可以看出S4的开通与关断均发生在ir=0的时刻,而S4承担电流ir的正半周期内的电流,因此S4实现零电流开关(ZCS)开通与ZCS关断。另一滞后开关管S2的开关特性与S4类似,同样实现ZCS开关。附录A图A7(b)给出了超前开关管S1的驱动电压uGS1、漏源电压uDS1、电压uAB以及ir的波形,附录A图A7(c)和(d)分别为S1在开通时刻与关断时刻的局部放大图。可以看出,在S1的开通前,其漏源电压uDS1已经下降至零,因此为ZVS开通;在S1的驱动电压为低电平后,其端电压上升用时0.3 μs,这一事件足以保证S1的关断,因此实现了ZVS关断,另一超前开关管S3也具有相同的开关特性。附录A图A7(e)为整流管D1的端电压uD1、变压器副边电压uW2、电压uD1、电流ir的波形,可以看出整流二极管的开通、关断发生在电流ir=0的时刻。

图5为柔性变换器工作模式切换时的工作波形。图5(a)和(b)分别为柔性变换器从改进双管正激模式向桥式模式转换时以及从桥式模式向改进双管正激模式转换时的开关管S1,S3,S4的驱动电压uGS1,uGS3,uGS4的波形,其中波形ustep为方便波形捕捉而设定的数字芯片输出波形。虽然在两种工作模式下开关管的驱动波形不一致,但只要合理设计数字芯片工作参数,仅用一片数字信号处理器(DSP)即可实现两种工作模式下驱动波形的输出。图5(c)和(d)分别为柔性变换器从改进双管正激模式向桥式模式转换时以及从桥式模式向改进双管正激模式转换时变换器输出电压UDC以及逆变器输出电流io波形。由于采用占空比预计算式(式(16)和式(24)),仅对占空比有一个闭环微调,因此柔性变换器输出电压波动量在模式转换时极小。

图5 变换器工作模式切换过程中的工作波形Fig.5 Operation waveforms of converter in operation mode transition process

图6给出了柔性变换器在两种工作模式下的效率曲线,在功率较低时(100 W以下),柔性变换器工作于改进双管正激模式时效率较高,而在功率较高时,桥式工作模式能取得更高的效率,这与第3节中的损耗分析一致。

图6 柔性变换器效率曲线Fig.6 Efficiency curves of converter with flexible topology

参考欧洲效率与CEC效率的定义,根据所测得的效率值,计算单独双管正激工作、桥式工作以及柔性拓扑工作对应的效率如附录A表A1所示。可以看出,柔性拓扑可有效提高系统的加权效率。

5 结语

本文提出一种应用于光伏微逆变器的前级柔性DC/DC变换器,在输出功率较低时,柔性变换器工作于改进双管正激模式,在输出功率较高时,工作于桥式工作模式,如此可保证变换器在整个输出功率范围内都可以实现较高的效率。通过损耗分析,在较低的功率下改进双管正激运行的总损耗较低,在较高功率情况下,桥式运行模式损耗较低。通过建立的数学模型,提出一种适用于柔性变换器的控制策略,采用占空比预计算与闭环微调相结合实现了优良的控制效果,并实现了较高的加权效率。但是,两种运行模式在电路参数的选取上需要折中,不能保证两种模式都运行在最优化的状态,这一问题将在今后的工作中继续研究。

本文得到了江苏省第五期“333工程”项目和江苏省“六大人才”高峰项目(XNY-045)的资助,在此表示感谢!

附录见本刊网络版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。

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ConverterwithFlexibleTopologyforPhotovoltaicMicro-inverter

KANJiarong1,FENGSaifei1,WUYunya1,XIEShaojun2,TANGYu2

(1.School of Electrical Engineering,Yancheng Institute of Technology,Yancheng 224051,China;2.College of Automation Engineering,Nanjing University of Aeronautics and Astronautics,Nanjing 210016,China)

In order to increase the weighted efficiency of the photovoltaic micro-inverter,a DC/DC converter for the micro-inverter with flexible topology is proposed.The flexible converter includes two operation modes—the improved dual-switches forward mode and the full-bridge mode.The operation principles of the two modes are described,and the design guideline of the key parameters,such as the turns-ratio of transformer and buffering inductor is provided.The power threshold value is determined according to the analysis of switching loss,conduction loss,driving loss and core loss of the converter in two operation modes.A duty ratio pre-calculation control strategy combined with closed-loop fine adjustment is proposed.The experimental results show that the proposed flexible converter has a good performance in addition to a high weighted efficiency.

This work is supported by National Natural Science Foundation of China (No.51577164) and Jiangsu Provincial Innovation Fund for Industry-university-research Cooperation of China (No.BY2016065-60).

micro-inverter;flexible topology;improved dual-switches forward mode;full-bridge mode;loss analysis

2017-04-13;

2017-07-20。

上网日期:2017-09-26。

国家自然科学基金资助项目(51577164);江苏省产学研前瞻性联合研究项目(BY2016065-60)。

阚加荣(1979—),男,通信作者,硕士,副教授,主要研究方向:新能源发电控制技术。E-mail： kanjr@163.com

冯赛非(1991—),男,硕士研究生,主要研究方向:功率电子变换器。E-mail:fengsf@163.com

吴云亚(1979—),女,硕士,高级实验师,主要研究方向:新能源发电控制技术。E-mail:wuyunyayancheng@126.com

(编辑蔡静雯)