基于软开关MERS PFC电路拓扑及性能分析

程苗苗，刘治国，涂春鸣，张忠杰，包跃跃

（湖南大学电气与信息工程学院，长沙 410082）

基于软开关MERS PFC电路拓扑及性能分析

程苗苗，刘治国，涂春鸣，张忠杰，包跃跃

（湖南大学电气与信息工程学院，长沙 410082）

由于电流连续型功率因数校正（CCM PFC）电路能够最大限度地减少网侧电流谐波以及提高网侧的输入功率因数，被广泛地应用于各种功率变换器的前端电路结构中。文中基于电感电容谐振的软开关技术，提出了一种新型的CCM PFC电路拓扑——磁能回复开关型功率因数校正（MERS PFC）电路。通过合理的控制，该电路不仅具有较高的输入功率因数，同时实现了全功率开关器件的零电流开通及零电压关断。其次，文中对所提出的电路拓扑建立电气模型，详细分析了每一个开关周期内的电压电流工作特性，推导出其升压比计算公式，仿真验证了建模以及公式推导的正确性。在此基础上，文中详细讨论了所提出的MERS PFC电路的工作性能。计算表明，在开关频率为10 kHz时，该电路的功率器件损耗比传统boost PFC电路减少了约39%，具有更高的效率。同时，在同样的参数条件下，和传统的boost PFC电路相比，所提出的新型结构具有更高的升压能力。最后，实验结果验证了所提出的MERS PFC电路及其软开关工作特性。

电路拓扑；功率因数校正；软开关技术；性能分析

随着开关电源、不间断电源等电力电子设备的广泛应用，电网电流的谐波问题日趋严重。这个问题已经引起了普遍的关注[1-4]。功率因数校正PFC（power factor correction）技术因其能减少电流的谐波含量和提高电网侧的功率因数成为新的研究热点。然而，传统的功率因数校正电路因其开关采用硬开关技术，随着开关频率的增加，电路的开关损耗、二极管的反向恢复损耗和电磁干扰逐渐增大，为解决这些问题，提出各种软开关拓扑结构，其中在主电路开关器件中增加一个辅助换相电路来实现零电压开关或零电流开关方法引起学者们的关注和研究。这种通过辅助换相电路实现主电路开关器件的软开关拓扑结构，虽然使主开关器件实现了软开关特性，但是辅助开关器件仍然采用的硬开关技术，不能很好地减少开关损耗，提高效率，同时这种拓扑结构的控制难度增加[5-8]。

另一方面，新型的软开关电路拓扑单元——磁能回复开关MERS（magnetic energy recovery switch）被提出并得到广泛关注[9-11]。该电路利用电感和MERS内置电容的谐振从而实现开关的零电压关断以及零电流开通，大大降低开关损耗[9]。本文将其用于传统的升压PFC电路中，研究MERS在功率因数校正方面的应用，以实现电流连续模式下的软开关功率因数校正电路。文中首先对MERS PFC拓扑结构及软开关工作状态进行了分析，仿真结果验证了MERS PFC在实现功率因数校正的同时，实现了功率管零电压关断、零电流开通的软开关技术，其次，对所提出的MERS PFC拓扑结构进行简化并建立电气模型，详细分析其在每一个开关周期内的电压电流特性，推导出其升压比计算公式，仿真结果验证了建模和公式推导的正确性。在此基础上，分析讨论了MERS PFC电路的工作性能。最后，实验结果验证了MERS PFC电路能实现功率因数校正及其软开关工作特性。

1 MERS PFC拓扑结构及软开关工作过程分析

1.1 MERS PFC电路

如图1所示，在传统的升压型功率因数校正电路（boost PFC）的基础上，把boost电路中的功率管换成具有软开关特性的MERS，从而构建一种新型的功率因数校正电路，简称MERS PFC，其中MERS结构由一个小电容、两个功率管和两个二极管构成。

图1 MERS PFC电路拓扑结构Fig.1 Topology of MERS PFC circuit

1.2 MERS PFC电路软开关工作过程

MERS PFC电路软开关工作状态主要包括电容放电模式、并联传导模式、电容充电模式和MERS旁路模式4个阶段，如图2所示。

电容放电模式：假设MERS中的电容先预存电荷，当开关S1和S2开通时，电容开始放电，由于电感Ls的限流作用，使通过MERS的电流从0开始逐渐上升，从而实现了零电流开通。电容放电结束后，进入并联传导模式，电容电压维持为零电压，电流分别通过S1和D2、S2和D1形成回路，此时通过开关S1或S2的电流为MERS输入电流的一半，直到S1和S2关断，该阶段结束。电容放电模式：开关S1和S2关断，电流经二极管D1和D2对电容进行充电，电容电压从零开始迅速增加，从而实现了零电压关断。MERS旁路模式：MERS被旁路，电流全部通过输出二极管对负载和滤波电容供电。这一阶段维持到下一个开关周期。

图2 基于MERS的软开关电路的状态分析Fig.2 State analysis of MERS-based soft-switching circuit

2 MERS PFC电路仿真验证

本文采用PSIM软件进行仿真，对所提出电路的功率因数校正以及软开关工作特性进行验证。根据如图1所示的主电路图搭建仿真模型，电路仿真参数如表1所示。

表1 MERS PFC电路仿真参数Tab.1 Simulation parameters of MERS PFC circuit

在控制方法上，本文采用了预测占空比控制[12-13]，通过计算出合理的占空比来提高输入功率因数。仿真结果如图3和图4所示。

图3是输入电压uac和输入电流iac波形，从图3的仿真结果可以看出uac和iac基本保持同相位，测得功率因数为0.99。

图3 输入电压和电流波形Fig.3 Waveforms of input voltage and input current

图4是在每个开关周期内MERS中各部分的电压电流波形，由图4的仿真结果可知，在MERS电容电压为零的这一区间里实现了MERS中功率管的零电压关断，由于MERS结构前电感Ls的限流作用，使流过MERS的电流从0逐渐上升，从而实现了功率管的零电流开通。

图4 每个开关周期内的各部分电压、电流波形Fig.4 Waveforms of voltage and current of different parts in every switching cycle

从图3和图4仿真结果表明，采用预测占空比控制的MERS PFC电路不仅能够实现单位功率因数，而且实现了开关器件的软开关特性，从而降低电路的开关损耗，提高了效率；同时，软开关技术减小了对功率器件的电压应力和电流应力，并大大减小了电路的电磁干扰EMI。

3 电气建模及电路性能分析

从图2可以看出，基于MERS结构的软开关电路的工作状态在一个开关周期内有4个阶段，因此可以分别根据这4个阶段的电压电流特性建立起基于MERS软开关电路的电气模型。为了讨论问题的方便，将MERS PFC电路的不可控整流输出的脉动直流电压用一恒定的电压源替换，即构建基于MERS的boost电路，简称MERS boost变换器，如图5所示。

图5 MERS boost变换器拓扑结构Fig.5 Topology of MERS boost converter

本文以MERS boost变换器为例建立基于MERS软开关电路的电气模型。

3.1 基于MERS软开关电路的电气建模

在电流连续模式下，假设输出滤波电容很大，使输出电压Udc保持恒定，同时假设输入电压E保持恒定，则在每个开关周期内基于MERS的软开关电路仿真的电感电流、输出电压及MERS电容电压的波形如图6所示，其中，Udc为输出电压，uC为MERS电容电压。

图6 电感电流和电压波形Fig.6 Waveforms of induction current and voltage

文中首先根据MERS boost电路每个开关周期的电压和电感电流的工作特性推导出电感电流在图2所示的每一阶段结束后的数学公式。

3.1.1 电容放电模式

MERS内置小电容放电，其放电所产生的能量转移到电感L上，则有

式中：uL为输入电感电压；E为输入直流电压；iL为输入电感电流；L为输入电感。联立式（1）和式（2）可以推出

假设电感电流初始值为iL（t0），结合图6可知其初始条件为

求解以上微分方程，从而得到MERS经电容放电模式结束时的电感电流iL（t1）为

式中，Tdis=t1-t0为MERS中电容放电所需时间。

3.1.2 并联传导模式

此时电容电压为0，直流电源E对电感充电。可得并联传导模式结束时的电感电流iL（t2）为

式中，d为占空比。

3.1.3 电容充电模式

当开关管S1和S2关断后，直流电源通过电感和二极管D1、D2对MERS中电容进行充电，在这一阶段有

该阶段的初始条件为

求得电容充电模式结束时的电感电流iL（t3）为

式中，Tcha=t3-t2为MERS中电容充电所需时间。

3.1.4 MERS旁路模式

此时电容电压为输出电压Udc，直流电源和电感一起对负载放电，求得该阶段结束时的电感电流iL（t4）为

在电流连续模式下，式（5）、式（6）、式（9）和式（10）分别为MERS PFC电路在每个阶段结束时的电感电流的理论公式。

其次，根据已知条件推导出稳定运行时电感电流在每个开关周期内的最小值iL（t0）、最大值iL（t2）跟输入直流电压E和输出电压Udc的关系。

当系统稳定运行时，上一开关周期结束后的电感电流iL（t4）也就是下一开关周期开始的电感电流iL（t0），故有

联立式（5）、式（6）、式（9）～式（11），可以推出iL（t0）关于输入直流电压E和输出电压Udc的函数，即

其中：

根据式（5）和式（6）可求得最大值iL（t2）与输入直流电压E和输出电压Udc的关系。

最后，由有效值定义计算出每个开关周期电流的有效值，理论上，该有效值应与据功率守恒计算出来的有效值相等，从而推导出其升压比公式。

由于MERS中小电容充放电时间比较短，因此在图6所示的仿真图中，从t0到t1、t2到t3这两段时间内，这两段电感电流的变化用直线来近似描述，那么电感电流在每个开关周期内波形为如图7所示的三角波。

图7 电感电流波形近似Fig.7 Approximation of induction current waveforms

根据图7，由有效值定义，推导出电感电流在一个开关周期内的有效值iL，rms为

将式（6）和式（12）代入到式（13）中，即可得到电感电流有效值iL，rms是关于输出电压Udc和输入直流电压E和占空比d的方程。

根据功率守恒可以求得理想的电感电流有效值为

由式（13）和式（14）可知

从而得到输出电压Udc是关于输入电压E、负载电阻R和占空比d的函数。

通过理论分析得出，在电流连续模式下，当占空比一定时，输出电压随着负载电阻R变化而变化，当负载电阻R一定时，其输出电压随着占空比变化而变化。

3.2MERS PFC性能分析

3.2.1 升压比特性

对图2所示MERS PFC的工作状态进行分析，在每个开关周期内，MERS结构中的小电容在开通期间将储存的能量转移到电感上，在关断期间将该能量转移到输出侧，因此，与传统功率因数校正电路相比，在同样的占空比情况下，所提出的MERS PFC电路具有更高的升压比。

本文对如图5所示的MERS boost变换器与传统boost变换器进行仿真分析来比较其升压比特性，从而推导出MERS PFC电路和传统boost PFC电路的升压比性能。仿真参数见表2。

表2 MERS boost电路仿真参数Tab.2 Simulation parameters of MERS boost circuit

根据理论公式（15）可知MERS boost变换器输出电压随着负载电阻和占空比的变化而变化，假设占空比d取恒定值，如取d=0.5，观察MERS boost变化器升压比随负载电阻的变化情况，如图8所示。

图8 固定占空比条件下，升压比随着负载变化情况Fig.8 Changes of boosting ratio with load at the same duty cycle

从图8可以看出，MERS boost变换器仿真结果与数学建模得到的理论计算分析结果基本吻合，从而验证了MERS boost变换器电气模型的正确性。在负载R=300 Ω左右时，MERS boost变换器的升压比是传统boost变换器的2倍左右，且随着负载电阻增大，MERS boost变换器与传统boost变换器的升压比差异越大。

为了讨论升压比与占空比的关系，假设负载R=200 Ω，当占空比从0.1逐渐变化到0.9时，其升压比的变化情况如图9所示。

图9 固定负载电阻条件下，升压比随占空比的变化情况Fig.9 Changes of boosting ratio with duty cycle with the same load resistance

从图9可以看出，在电阻一定时，MERS boost变换器的升压比随着占空比增加而升高，当d=0.5时，MERS boost变换器的升压比是传统的1.7倍左右，且随着占空比的增加升压比逐渐增大。这一结果说明了MERS PFC电路在升压比这一性能上优于传统的boost PFC电路，仿真和计算结果的高度吻合证明了对MERS的软开关电路的电气建模的正确性。

图10（a）是在占空比固定的条件下，升压比随Cs的变化情况。由图10（a）可知，在占空比固定时，同一负载，不同的Cs值，其升压比变化不同，升压比随着Cs增大而增大。图10（b）是在负载电阻固定条件下，升压比随Cs变化情况。从图10（b）可以看出，在固定负载电阻条件下，同一占空比时，Cs电容值增大，升压比越大。以上仿真结果表明了MERS boost变换器的升压比比传统boost电路要高，且随着MERS内置电容Cs值的增大而愈明显。

然而，MERS中电容Cs值越大，电容Cs两端电压峰值会很大，对器件的选择有一定的限制，因此应该结合两方面的因素合理选择电容Cs值。

图10 升压比随不同Cs值的变化情况Fig.10 Changesofboostingratiowithdifferentvaluesof Cs

3.2.2 开关器件损耗

功率管和二极管损耗主要由开通损耗Pon、关断损耗Poff和导通损耗Pcon3部分组成，其公式[14]分别为

式中：VFR为正向恢复最大电压；VF为正向导通压降；IF为正向导通电流；tfr为正向恢复时间关断损耗；Qrr为反向恢复电荷；VR为反向恢复电压；Kf为二极管反向恢复电流的温度系数；irrm为反向恢复电流；trr为反向恢复时间；Id为通过二极管电流的平均值。

功率管IGBT的损耗计算公式为

式中：Eon为开通损耗，mJ；Eoff为关断损耗，mJ；VCE为导通时IGBT集电极与发射极管压降；ic为通过IGBT的集电极平均电流。

根据MERS PFC的仿真结果，结合型号为RHRP30120的快恢复二极管和FGA25N120ANTD的IGBT数据手册，计算出MERS PFC和传统boost PFC电路的开关器件损耗如表3所示。

表3 MERS PFC和boost PFC电路开关器件损耗Tab.3 Loss of switching device for MERS PFC and boost PFC circuits

从表3结果可以看出，在开关频率为10 kHz时，虽然MERS PFC电路比传统boost PFC电路需要更多数量的开关器件，但在开关器件损耗方面，MERS PFC电路比传统的boost PFC电路减少了31.06 W，与传统boost PFC开关器件相比减少了约39%的损耗。进一步计算在不同的开关频率下，两种电路开关器件损耗如图11所示。

图11 开关器件损耗随着开关频率变化情况Fig.11 Changes of loss of switching device with the switching frequency

从图11中可以看出，当开关频率小于1.1 kHz左右，MERS PFC电路开关器件损耗和传统的boost PFC电路开关器件损耗近似相等；在开关频率大于1.1 kHz左右时，MERS PFC电路比传统boost PFC电路的开关器件损耗小，且随着开关频率的增大，两种电路开关器件损耗差异越大。当开关频率为100 kHz时，MERS PFC电路比传统的boost PFC电路减少了462.93 W，占传统boost PFC开关器件损耗的90.4%。

由以上分析可知，随着开关频率的增加，MERS PFC电路与传统的boost PFC电路相比，开关器件的损耗大大降低。同时，较高的开关频率还有利于电路中电感等器件的选择，进一步减小损失，缩小体积。这表明实现软开关技术的MERS PFC电路可以提高电路的整体效率，并且随着开关频率增加，效率提高越明显。另一方面，软开关技术减小了对功率器件的电压应力、电流应力和二极管的反向恢复损耗，降低了电路的电磁干扰。

4 实验验证

实验具体参数如表4所示。主电路中快恢复二极管的型号是RHRP30120，IGBT开关器件的型号是FGA25N120ANTD，采用预测占空比控制MERS PFC电路。

表4 MERS PFC电路实验参数Tab.4 Experimental parameters of MERS PFC circuit

图12是实验测得的输入电压和输入电流波形。图13是实验测得的在每一个开关周期内，流过开关管IGBT的电流和其两端电压的波形。

图12 输入电压和输入电流波形Fig.12 Waveforms of input voltage and input current

图13 IGBT两端电压和电流波形Fig.13 Waveforms of voltage and current of IGBT

从图12中可以看出输入电压和输入电流基本同相。实验结果证明了采用预测占空比控制的MERS PFC电路能较好地实现功率因数校正的功能。

从图13中可以看出，MERS PFC中功率管IGBT实现了零电流开通，零电压关断，从而减少了功率管的开关损耗，提高了效率。实验结果验证了MERS PFC电路实现功率因数校正的同时，也实现了全功率管的软开关特性。

5 结 语

针对开关频率增加时硬开关功率因数校正电路存在着开关损耗增大、电磁干扰严重等问题，文中提出一种新型的软开关拓扑结构MERS PFC，分析了MERS PFC的软开关工作状态，并建立了基于MERS软开关电路的电气模型，推导出升压比公式。仿真和实验结果验证了MERS PFC在实现功率因数校正的同时，也实现了功率管的软开关特性。文中对所提出的MERS PFC电路的升压比和开关器件两个方面的性能进行详细的分析计算。计算及仿真结果表明，在同样参数条件下，MERS PFC电路与传统boost PFC电路相比，前者具有更高的升压能力和效率。

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Topology and Performance Evaluation Based on Soft-switching of MERS PFC Circuit

CHENG Miaomiao，LIU Zhiguo，TU Chunming，ZHANG Zhongjie，BAO Yueyue
（College of Electrical and Information Engineering，Hunan University，Changsha 410082，China）

Owing to the fact that continuous current mode power factor correction（CCM PFC）circuit can be used to significantly reduce current harmonics and improve the power factor on grid-side，it is widely used in the front-end circuit of different power converters.Based on the soft-switching technology of LC resonant circuit，a novel CCM PFC circuit topology，i.e.，a magnetic energy recovery switch power factor correction（MERS PFC）circuit，is proposed in this paper.First，through proper control，this circuit not only possesses a high input power factor，but also achieves zero current turn-on and zero voltage turn-off on a full power switching device.Then，an electrical model is established for the proposed circuit，and the voltage-current operation characteristics in each switching cycle are analyzed in detail.Moreover，a boost ratio formula is proposed，and simulation results prove the validity of modeling and derived formulas.On this basis，the operation performance of MERS PFC circuit is discussed.Calculation results show that compared with the traditional boost PFC circuit，the loss of the proposed circuit is reduced by about 39%at the switching frequency of 10 kHz，indicating a higher efficiency；meanwhile，it has a higher boost capacity with the same parameters.Finally，experimental results verify the proposed MERS PFC circuit and its soft-switching operation characteristics.

circuit topology；power factor correction（PFC）；soft-switching technology；performance evaluation

TM714

A

1003-8930（2017）10-0022-08

10.3969/j.issn.1003-8930.2017.10.005

2016-01-28；

2017-07-23

国家自然科学基金青年科学基金资助项目（51307048）；湖南省科技计划资助项目（2015WK3004）

程苗苗（1982—），女，博士，副教授，研究方向为软开关技术、无功补偿、分散式电源系统的稳定性。Email：mmcheng_hnu@126.com

刘治国（1992—），男，硕士研究生，研究方向为软开关DCDC变换器拓扑及其控制方法。Email：liu318429@163.com

涂春鸣（1976—），男，博士，教授，博士生导师，研究方向为电力电子技术在电力系统中的应用。Email：chunming_tu@263.net