基于DSP的推挽全桥双向直流电源设计

张盛鑫，殳国华，陈敏捷

(上海交通大学 电子信息与电气工程学院，上海 200240)

基于DSP的推挽全桥双向直流电源设计

张盛鑫，殳国华，陈敏捷

(上海交通大学 电子信息与电气工程学院，上海 200240)

针对高电压传输比的中大功率场合，研究设计了一种推挽全桥双向DC/DC变换器。研究了变换器的两种工作模式，升压侧选择Boost变换级联推挽的方式，采用变压器替代推挽侧电感改善了变换器升压启动的问题，降压侧结合移相全桥控制技术实现软开关。对主电路及控制驱动电路进行了详细设计并给出了电路主要参数。最后以C2000系列微处理器TMS320F28035为主控制器，设计制作了一台2 kW的实验样机，给出了相应的测试结果验证了可行性。

双向DC/DC变换器;推挽全桥;移相控制;级联电路;C2000

Abstract: Aiming at medium and high power application with high voltage transfer ratio, this paper designs a push-pull full-bridge bidirectional DC-DC converter. It specifically studies two operating modes of the converter. The booster side adopts boost conversion cascade push-pull mode and a transformer is used in place of the inductor at the push-pull side to solve the boost start-up problem of the converter. At the step down side, phase-shifted control technology is applied to realize soft switching. It explains details about the design of the main circuit and control drive circuit, and gives main circuit parameters. Finally, using Series C2000 microprocessor TMS320F28035 as main controller, it designs and manufactures a 2kW experimental prototype, gives corresponding test results, and verifies its feasibility.

Keywords: bidirectional DC/DC converter； push-pull full-bridge； phase shift control；cascade circuit； C2000

0 引 言

随着社会对能源利用的形式和效率要求不断提高，尤其是新能源技术得到越来越多的关注，双向直流变换器(Bidirectional DC/DC Converter, BDC)在太阳能发电系统、航空航天电源系统、不间断电源、燃料电池、电动汽车等应用场合得到了越来越广泛的应用[1]。由于功能上相当于两个单向直流变换器，双向直流电源可以明显减小系统的体积和重量，并且不断朝着小型化，高性能化等方向发展，具有重要的研究价值。本文研究的推挽全桥双向直流变换器主要用于实现高压小电流和低压大电流之间的功率变换。根据理论部分研究对主电路各参数进行了详细计算处理及拓扑器件选型，基于DSP进行控制策略实现，本文研究并设计了一台2 kW功率的实验样机，在文章最后给出了相应仿真波形和实验测试结果。

1 系统总体设计

双向直流电源能够根据不同需求分别工作于升压和降压模式下以实现能量的双向流动，本文以推挽全桥作为系统主电路拓扑图，选用德州仪器(TI)公司TMS320F28035作为主控制核心，系统的高压侧电压V1为360 V，低压侧电压V2为24 V，最大功率为2 kW，总体结构图如图1所示。其中信号采样模块要将该推挽变换器高低压侧的电压电流信号进行采样整理，经由控制器的ADC模块生成数字信号，经过一定的运算处理，首先进行变换器升压工作或是降压工作的判断，再给出对应的驱动PWM信号，经由下级隔离驱动电路驱动对应的开关管。

图1 系统总体结构图

2 主电路设计

2.1 推挽全桥主电路设计

图2为推挽全桥双向DC/DC变换器原理图。相比于其他拓扑，本系统采用的推挽全桥拓扑是由全桥拓扑加全波整流演变而来。此拓扑适用于传输电压变比较高，传输功率较大的应用场合。这里根据变换器的两种工作模式对主电路进行详细设计。

图2 推挽全桥隔离双向直流变换器拓扑

(1)正向降压模式

当变换器处于正向降压状态时，能量实现高压侧向低压侧流动，输入侧为全桥电路，二次侧的D5、D6则构成全波整流电路。考虑到变换器在降压变换时候需要承受的电压电流峰值，全桥侧的四个开关管选用仙童公司的FCB20N60，该MOSFET的额定电压VDSS为600 V，额定电流ID=20 A，RDS(ON)=0.19 Ω，开关频率为50 kHz，符合要求。

系统采用移相控制的方式，全桥的两只桥壁的开关管均互为开关导通，导通开始的时间互不相同，斜对角开关重合的多少决定了全桥电压的输出。利用开关管的寄生输出电容和变压器原边漏感之间的谐振，结合移相控制可以实现软开关[2]。

图3 全桥侧采样信号调理电路

高压侧采样电路使用霍尔传感器法实现控制电路和主电路的隔离。分别采用霍尔电流传感器CSM025A，VSM025A霍尔电压传感器进行高压侧电流和电压采样检测。考虑到采样回路需要信号滤波限幅，以及电流的方向问题，给出具体的信号调理电路如图3所示。

(2)反向升压模式

当变换器处于反向升压状态时，能量由低压侧向高压侧流动，此时原边侧输入为电流型推挽电路，副边输入为全桥整流电路。电感电流处于连续工作模式。此时应当指出的是，由于电感L的存在，占空比必须大于0.5以提供电流续流的通道[3]，而事实上，当推挽侧进行升压启动时，开关管的占空比不可能直接达到设定的大于0.5的某个值，而是从零逐步被拉至设定值。当电路开始启动后，只要有了开关管导通，那么二次侧电压迅速加到推挽侧电感两端，此时电流线性上升，电感储能。此时的输出电容上电压还没建立，又不能突变，电感能量就难以向输出端释放，于是电感电流无法得到控制，不断积累能量。如果电感中能量没有释放回路，电感很快就会饱和，从而出现启动冲击电流，这对于电路器件也是非常大的考验[4]。

图4 系统主电路图

本文给出了用变压器替代单个储能电感作用，并提供续流回路的方法，如图4主电路图所示，这里的变压器不仅可以在有开关管导通时作为续流电感作用，也可以在无开关管导通时给电感提供能量前馈通道,将其积累的能量馈送至高压侧供电。

图5 推挽侧电压采样电路

本文选择串联电阻分压的方法实现推挽侧电压的采样，用可调稳压器TL431和光耦PS2501共同实现隔离，具体的原理图如图5所示。

2.2 级联boost推挽电路设计

考虑到实际情况在设计变压器时，必须要考虑高低压两侧的开关管导通压降的问题、绕组耦合不是理想状态、存在不小的漏感等问题。因此变压器几乎不可能满足升降压两个状态下都能按照输入输出电压要求运行，容易在升压时变比并不匹配。如图4系统主电路图所示，实际上本系统在升压前，先将低压电源进行一个直流变压后再通过推挽逆变加在变压器低压侧，用此方法实现升压的要求。这就是级联Boost推挽电路，可以看出增加了开关管S8和电容C3，此时由于是在低压侧级联Boost电路，对开关关的耐压要求较容易实现，最大导通电流要求则较高。这里选择IXFN150N15作为级联boost电路的开关管。

2.3 高频变压器设计

高频变压器是双向直流电源系统的核心磁性元器件，对于系统的各项性能指标的实现非常关键，这里给出系统主变压器及推挽侧变压器的详细设计。

(1)系统主变压器设计

根据相应的技术指标，首先确定高频变压器的磁芯。最大工作磁通密度Bm=0.15T，δ代表导线电流密度这里取3.0 A/mm2，Km代表窗口铜填充系数，取值0.5，Kc为铁芯的填充系数，取值为1。P0为变换器采用的功率2 kW，η效率取0.9。fs系统开关频率为50 kHz。根据磁芯的容量乘积公式代入数据：

考虑相应的裕量选择铁氧体EE70/66/30作为功率变压器的磁芯，从功率容量乘积Ap的角度看是足够的。

先以全桥降压的情况计算变压器的变比，输入电压假设按照±10%的浮动来计算，对于变压器的高压侧，即V1max=360+36=396 V。根据匝数计算公式：

其中Kf为波形系数，方波是取值4，Ae为铁氧体磁芯的中心截面积。考虑开关管压降和绕组压降的裕量ΔV1以及推挽侧二极管的导通压降和推挽侧电感铜耗造成的直流压降Vd+VL0，变压器变比可根据下式计算：

其中V2max是推挽侧的最大电压，考虑实际中损耗问题，取高压侧匝数27匝，低压侧3匝，变比n为9∶1。当变换器处于升压模式时，考虑高低压侧相应的裕量，由以上变比计算推挽侧的输入最小电压Vin2min为：

上式D2min为推挽侧的最小占空比，假定为0.5，即推挽结构上最小输入电压只要大于52.22 V，并且升压变换的占空比D2大于0.5的要求时，即可满足高压侧输出电压的要求。推挽侧输入为24 V，由上述在推挽侧串联进一个Boost电路，将低压侧的电压变换至推挽输入所需的最小电压，在降压变化时该电路不工作。此时Boost电路S7开关管占空比为：

符合升压变换管占空比0.5以上的要求。

(2)推挽侧变压器设计

对于推挽侧电感值的选择，一般根据最小功率pmin输出时保持电感电流临界连续来确定，这里假设20%负载时候还能继续保持电流连续的要求。由系统的相应性能指标，结合降压模式下电路主拓扑的输入输出关系：

电感值的大小有下式计算：

考虑一定的裕量，取电感值为5 μH。

推挽侧加入变压器是为了在升压启动时占空比较小的时候给推挽侧电感提供释放能量的通道。对于该变压器应保证在占空比达到0.5的时候不在工作。对于变压器的变比设计，在不考虑各个器件压降和线路阻抗的情况下，有：

由VN5

考虑到减小推挽侧两开关管的关断电压，变压器的变比取1∶9。注意流过原边绕组的电流直流分量非常大，考虑到磁芯饱和的问题，这里选择EE65磁芯。另外选取IXFN150N15作为推挽侧电路开关管，其额定电压VDSS为150 V。

2.4 推挽侧电压尖峰问题

对于推挽侧开关管，由于低压侧电容并不能像高压侧那样进行钳位，并且低压侧电流非常大，因而其在关断瞬间，其结电容上会产生一个很大的电压尖峰[5]，因此应该采取一定的措施进行抑制。

图6 推挽侧RCD吸收电路

本文从增强系统可靠性和减低系统成本等方面考虑，选择无源有损的RCD缓冲电路作为抑制推挽侧电压尖峰的主要方式[6]，如图6所示。一般R的大小可以参考C的取值，有经验公式[7]如下式：

3 控制及驱动电路设计

控制电路用来处理电路高低压侧的采样电压电流信号，保护整个系统并通过一定的算法计算控制PWM输出通过相应的驱动电路驱动整个电路。本文使用C2000系列芯片TMS320F28035作为系统的主控芯片，实现控制电路的数字化。

变换器工作于升压变换时采用峰值电流控制策略进行移相全桥控制设计[8]。其模型图如图7所示。

图7 峰值电流控制电路模型图

升压模式下，推挽变换器是个二阶系统，可以采用输出电压和输出电流反馈的平均电流模式控制方式，实现对于低压侧推挽开关的控制。这种模式对于输出端电流难免可能受到感性负载的影响而相位延迟，在控制中引入电流信号，用以提升升压变换时动态响应同时提高其稳定性，使得输出电流跟随误差电压的变化。其电路模型图如图8所示。

图8 平均电流控制电路模型图

本文的MOS管驱动采用变压器的隔离式驱动，驱动芯片使用TI公司的UCC27324。由驱动芯片提供的大电流经由变压器转到二次侧足以驱动相应的功率开关管，其具体的驱动电路如图9所示。

图9 基于UCC27324的MOSFET隔离驱动

4 实验结果分析

本文在以上分析计算的基础上，试制了一台2 kW的数字式直流双向电源样机，下面给出相关的测试波形结果。

变换器处于降压变换模式时，全桥侧开关管S1～4的驱动波形如图10(a)所示。从图中可以看到，同一桥臂的S1和S2互补并有一定死区空间，对角开关管重叠区实现了能量传递。图10(b)给出的是开关管S1的漏源极电压与栅源极电压波形。图10(c)是降压变换下的输出直流电压，从图中可以看到，输出电压基本稳定在要求的24 V左右，电压纹波在2 V上下。

图10 降压变换模式相关测试波形

变换器处于升压变换模式的情况下，推挽侧的开关管驱动波形如图11(a)所示。从图中可以看出推挽侧两个开关的占空比超过了0.7。

图11(a)右侧图为推挽侧开关管漏源极电压，纵轴单位为20 V/格，从图中可以看出在开关管关断的瞬间，推挽侧开关管的尖峰电压已不是推挽侧电压的数倍，而是已经抑制到不大于管端电压两倍的程度，考虑到推挽侧电压等级也不高，这样的电压尖峰可以接受。

图11(b)给出的就是最终升压变换的波形图，从图中可以看出，示波器纵轴单位为100 V/格，纹波幅值有5 V左右大小，输出电压稳定在340 V左右。

图11 升压变换模式相关测试波形

5 结束语

本文分析了推挽全桥双向DC/DC变换器的两种工作模式，针对变换器启动和关断以及推挽侧电压尖峰等问题对主电路进行了详细设计，并根据相应的理论分析及计算处理研制了一台直流双向电源样机，通过试验测试证明了该双向变换器在两个功率流向上的可能性。从上述实验测试结果可以本文所设计的变换器工作状态良好，降压条件下，结合移相控制策略实现了软开关。升压条件下，用变压器替代推挽侧大电感，可以使变换器升压启动时能量先输至高压侧，同时实现变换器的软启动，并且通过占空比调节和级联方式，输出技术上所要求等级的电压。证明了该直流双向变换器设计的可行性。

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Design of a Push-pull Full-bridge Bidirectional DC-DC Converter Based on DSP

Zhang Shengxin, Shu Guohua, Chen Minjie

(College of Electronic Information & Electrical Engineering, Shanghai Jiao Tong University, Shanghai 200240, China)

10.3969/j.issn.1000-3886.2017.03.030

TM92

A

1000-3886(2017)03-0099-04

定稿日期: 2016-10-09

张盛鑫(1992-)，男，福建厦门人，研究生，研究方向：开关电源、电力电子技术。 殳国华(1969-)，男，浙江海宁人，副教授，研究方向：电力电子、计算机控制技术及嵌入式系统应用。 陈敏捷(1991-)，男，江苏盐城人，研究生，研究方向：开关电源。