一种有时序要求的超低压多输出电源设计

文/冯悦 张旭东 张利莉 张倩倩

一种有时序要求的超低压多输出电源设计

文/冯悦 张旭东 张利莉 张倩倩

传统的星载电源采用直接变换的方式，将星上母线电压转换为负载所需要的电压。由于输入电压（42V、100V）与输出电压（1.2V、2.5V、3.3V）之间传输比过大，难以实现高精度、高可靠控制。输入保护、功率变换、整流等部分损耗大，宇航级功率器件的开关损耗高于工业级器件，实现高效率的难度大；输出电压低至1.2V（与二极管压降相当），输出电流大，难以实现高效率。为解决上述一系列问题，设计了一种高效率超低电压多输出模块电源，同时具有时序功能。基于该技术的电源相比同类电源，效率提高15%，体积减小20%，重量减少25%。

多输出电源 超低压输出 时序控制小型化

1 引言

卫星电源系统由电源、电源控制设备、电源变换器及电源配电等部分构成，电源变换器（即模块电源）肩负着将一次母线电源转化为二次电源的重任，还兼具对母线的隔离和对负载的保护作用，因此，模块电源的可靠性直接影响航天器的可靠性和设计寿命。有时序要求的多输出电源主要给星上设备的集成电路供电，如单片机、FPGA、ASIC芯片等。因此，设计高可靠、小型化、高效率的电源对航天器有着重要的意义。传统的低压输出模块电源采用直接功率变换的方式，或是先将输出电压转换为5V，然后经过线性稳压器输出。如果采用直接变换输出方式，会造成磁性器件、开关管上的损耗较大，导致器件发热，降低电源效率。如果采用线性稳压器输出方式，由于线性稳压器功耗由两端压降和通过电流决定，如果输出电流较大，也会降低电源效率。基于上述原因，设计了基于两级式拓扑变换技术的超低压多输出模块电源。

2 拓扑选择

单端正激变换器电路拓扑如图1所示，由开关管M、整流二极管和续流二极管、变压器T、输出滤波电感L和滤波电容C组成，该电路是在BUCK电路的基础，增加隔离变压器T而来。为了防止变压器饱和，一般增加复位绕组，变压器的激磁能量可以通过复位绕组、二极管回馈到输入端，因而相比反激变换器，效率较高，为了保证有效复位，复位绕组与变压器原边绕组需紧密耦合，一般设计复位绕组与变压器原边绕组匝数相同。

图1为单管正激拓扑，由于肖特基二极管D1正向压降一般为0.6～0.8V，在低压输出场合中，二级管压降占输出电压的比例较大，使得变换器器效率无法提高，因此，改变以往传统的设计方法，整流侧采用通态压降更低的MOS管代替二极管，如图2所示。前级采用单管正激+同步整流实现100V到5V电压变换。

整流管M2与原边开关M1同时开通和关断，续流管M3与整流管M2互补导通。MOS管的漏源之间有寄生的体二极管，在整流管无驱动信号时，电流仍然可以由体二极管流通，但该体二极管的正向导通压降和反向恢复时间都比同步整流管大得多，因此在实际使用中并联肖特基二极管D1和D2。

采用两级式拓扑变换，后级采用TPS50601降压电路实现5V到2.5V电压变换。TPS50601为带抗辐照指标的降压芯片，输出电流降额后为最大为3A。由于该芯片尺寸小，效率高，输出功率大，且具有较高的开关频率，能够减少输出电感器的尺寸，能够满足电源小型化、高效率要求，因此被应用到后级电路实现5V到2.5V电压变换。

3 工作原理

电源技术指标如下：输入电压为DC 100 V；开关频率为200 kHz；输出电压/电流为+5V/3.5A，+12V/0.8 A，-12 V/0.3 A，2.5V/2.5 A；转换效率≥78%。要求输出电压建立的顺序为-12V 输出电压最先建立，其次是2.5V，其次是+12V，最后为+5V。

图1：单管正激拓扑

图2：单管正激加同步整流拓扑

图3：变换器组成原理框图

图4：TPS50601设计电路

图5：+12 V路的时序控制电路

图3为电源变换器组成原理框图，变压器的副边有三路输出绕组，第一路输出电压经整流滤波后产生+5V电压，该电压作为PWM控制电路的基准，由+5V电压再经降压芯片产生+2.5V电压；第二路输出电压经整流滤波后，产生+12V电压，第三组输出经整流滤波和LDO线性稳压器后，产生-12V电压。采用延时电路实现+5V、+12V电压的延时输出。

4 理论计算

4.1 功率变压器设计

模块电源采用一个变压器实现四路输出，要综合考虑电源的额定功率，各路输出电压、转换效率、磁芯的窗口利用率以及磁芯的最佳磁密度。变压器磁芯选用PC40P22/13Z。

式中：Dmax为PWM最大占空比，ΔB为磁通密度变化量(G)，Ae为磁芯面积（cm2），f为开关频率（kHz）

次级绕组匝数为：

按照式（1）～（2）计算得：+5 V输出Np 为28匝，Ns为5匝；+12V输出Ns 为11匝，-12V输出Ns为12匝。变压器导线电流密度取6～8 A/mm2。

为了保证输出电压稳定度和交叉调整率，变压器绕制采用三明治绕制方法，既：原边绕组分内外两层绕制，并将三路输出绕组包夹在原边绕组内外两层之间绕制。

4.2 输出滤波电感设计

电源的四路输出共用一个电感器,即四路的输出电感叠绕在一个磁芯，四路输出电感通过分层均匀绕制在一个磁芯内，改善辅路输出的交叉调整率。

以+5V为主路计算该路电感量+5V路输出的额定电流Io为3.5 A。依照输出电压纹波和动态特性的要求，通常选取输出电感的纹波电流值为额定情况下负载电流的20%，输出电感量表达式为：

按照式（3）计算，留有一定的裕量，取电感量大小为电感量L0 =70μH。

设计耦合电感时，耦合电感的匝比与变压器次级侧的匝比相同，能够减小辅路输出纹波，否则，会造成电源的四路输出存在环流，增大四路输出纹波。由此可算出+5V所需电感匝数为15匝，+12V所需电感匝数为33匝。-12V所需电感匝数为36匝。

4.3 降压芯片设计

设计了基于降压芯片TPS50601的外围应用电路，如图4所示，芯片功率输入端PVIN设置有LC滤波器，抑制使芯片输入端口电压干扰信号。控制输入端VIN对地电容C83需要布置在芯片管脚根部，避免高频杂波对芯片控制端产生干扰。通过设置电阻R92的值，使芯片开关频率达到500Hz。

对于输出滤波电感L5的值，可根据公式（4）计算：

需注意的是，由于TPS50601为非隔离降压芯片，在进行PCB设计时，需要注意严格按照功率流向布局，控制电路和功率电路尽量避免在同一层PCB布局。

4.4 时序控制电路设计

+12V时序控制电路如图5所示。+12V经MOS管延时输出。MOS管前级为+12V1，经电阻R3、R4分压对C1充电，当C1上的电压大于三极管Q1开通电压时，三极管Q1导通，通过合理设置电阻R1、R2的值，使MOS管GS电压在10V左右，使MOS管开通，+12V延时输出。改变R3，C1的大小可以控制+5V、+12V的延时时间。由于+5V输出要晚于+12V输出，因此，+5V时序控制电路在+12V时序控制电路的基础上，在R2位置并联一个电容C2，来实现延时启动功能。

表1

图6：电源输出电压时序图

5 关键点波形和数据

表1列出电源在额定100V输入电压下，四路输出在空载和满载情况下的输出电压值。

图6为电源输出电压时序图，各路输出电压如图6所示，四路输出电压均为单调上升，-12V最先建立，其次是2.5V，其次是+12V、最后为+5V，验证了时序控制电路设计的正确性。

6 结论

本文设计了一种有时序要求的超低压多输出电源，改变传统设计方法，采用两级式拓扑变换，采用一个变压器、一个电感实现电源四路输出，具有良好的交叉调整率，在电源的小型化设计上具备优势。同时具有输出时序控制功能，效率达到81%，具有较高的应用前景。

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作者单位 北京卫星制造厂 北京市 100190

冯悦（1985-），于2011年毕业于北京交通大学，获硕士学位。工程师。研究方向为卫星电源。