基于数字零中频解调技术的便携式宽频扫频仪研制*

张学斌，钱莹晶，张仁民，邓志明

(怀化学院电气与信息工程学院，湖南怀化418008)

基于数字零中频解调技术的便携式宽频扫频仪研制*

张学斌*，钱莹晶，张仁民，邓志明

(怀化学院电气与信息工程学院，湖南怀化418008)

针对目前商用扫频仪在成本及体积等方面不能完全满足应用需求的现状，研究了一种低成本、便携式宽频扫频仪的设计方法。该方法采用数字零中频解调技术，克服了传统直接频响测量法中存在的测量电路复杂度高、测量精度低的缺陷;在数字零中频解调方案中采用高性能正交信号源减少了测量过程中幅度非对称性、幅度平坦度和相位非正交性对测量精度的影响;电路上利用了正交信号源内部的幅度调整功能，拓宽测量频率范围为10 Hz～110 MHz。实验结果验证了设计的有效性。

扫频仪;幅度调整;零中频解调技术;宽频;便携式

频率特性测试仪简称扫频仪，用于测量二端口线性非时变网络的频率特性，也可以测量其中心频率、带宽、带外衰减、增益等参数，是线性系统频域测量的重要仪器之一［1］。目前市场上扫频仪有模拟式和数字式两种，且主要集中在射频和高频，中低频的产品比较少［2］。传统的模拟扫频仪大多是用LC电路构成的扫频振荡器，其结构复杂，价格昂贵，体积庞大，而且只能显示幅频特性曲线，不能得到相频特性曲线，给使用者带来诸多不便［3-5］。而现有的基于虚拟仪器的频谱分析仪则是以计算机为核心的平台，利用其强大的资源设计开发具有虚拟面板，测试任务由软件算法实现的一种计算机仪器系统［6-8］，该类仪器必须依赖于计算机，体积大，不利于携带。

目前基于DDS芯片AD9854的频谱分析仪其扫频范围一般为1 MHz～40 MHz［2-3，9-10］，频带范围比较窄。传统的直接测量频率特性方法中存在测量电路复杂、测量精度低等缺陷。针对现有的扫频仪存在的问题，本文提出了一种便携式、低成本、测量频带宽的扫频仪的设计方法。

1 系统设计

1.1 测量原理

首先，设计一个正交扫频信号源，输出两路正交信号A cos(ωt)和A sin(ωt)，再将其中一路信号A cos(ωt)作为激励信号输入被测网络，当被测网络的响应达到稳态时，将会输出与激励信号频率相同的正弦信号(幅度、相位不相同)，再将响应信号与两路正交信号分别混频，然后用低通滤波器滤掉高频成分，用ADC转换得到I和Q信号，该两路信号的幅值比即为该频率的幅频特性值，两者的相位差即为相频特性值，可以采用频率逐点步进或频率连续变化的方法，完成整个频率特性测量。系统设计原理框图如图1所示［3］。在该零中频解调方案中采用了高性能正交信号源减少了测量过程中幅度非对称性、幅度平坦度和相位非正交性对测量精度的影响;针对在110 MHz电带宽内的信号输出，在电路上巧妙的利用了正交信号源内部的幅度调整功能，拓宽了测量频率范围。

图1 系统设计原理框图

本系统使用正交扫频信号源输出的I、Q两路正交信号实现正交解调。设正交信号源产生的信号A cos(ωt)经被测网络后的输出为B cos(ωt+φ)。

则同相分量支路:

低通滤波后(假设滤波器对幅度的影响为C):

类似的，得到正交分量支路:

低通滤波后(假设滤波器对幅度的影响为C):

由式(2)和式(4)，可得相位:

幅度:

1.2 系统框图

本系统由单片机模块、正交信号源(DDS模块)，零中频解调网络、键盘模块、电源模块、液晶显示模块等组成，系统采用RLC谐振网络作为被测网络，系统总体框图如图2所示。正交扫频信号源以DDS集成模块为核心，由MSP430F149单片机模块［11］控制DDS模块AD9854输出2路正交扫频信号，一路送被测网络输出后再分别与扫频信号混频、低通滤波、后级放大，得到同相分量和正交分量的直流信号，送入单片机进行ADC转换并进行数据处理，计算得到相位和幅度，通过液晶显示幅频特性和相频特性曲线。系统实现了从10 Hz～110 MHz的点频输出模式和扫频输出模式，扫频模式最小步进为100 kHz。

图2 系统总体框图

2 硬件设计

2.1 正交信号源

本系统的两路正交信号由DDS模块AD9854产生，它采用先进的DDS技术，在高稳定度时钟的驱动下，AD9854将产生一高稳定的频率、相位、幅度可编程的正弦和余弦信号。AD9854数字调制输出频率可达110 MHz。AD9854正交数字信号发生器包括一个48 bit的相位累加器，可编程基准时钟乘法器，反辛格滤波器，数字乘法器，两个12 bit/300 Hz数模转换器，一个高速模拟比较器和内部逻辑电路。正弦和余弦输出分别由I和Q通道输出［12］。它们的最大输出值由56脚的电阻决定，最大输出电流为20 mA。但是一般都设置为10 mA输出，这样可以有较好的无杂散动态比。模数输出的最大电压范围是-0.5 V～+1.0 V。电压超出这个范围会使波形失真，甚至损坏器件。AD9854具有两个逆sinc函数滤波器，能够对信号进行sin(x)/x校正，补偿DAC输出频谱中固有的sin(x)/x滚降效应，这种校正能够保证宽带信号如QPSK(四相制移相键控信号)在从DAC输出时，幅度不会随着频率变化而产生突变。由逆sinc函数滤波器输出的信号将会乘上1个衰减因子，然后再送入到D/A的转换器。通过配置I、Q支路AM调整寄存器，用户可以设置这个衰减因子的大小，该寄存器为12 bit，衰减因子的数值范围是0～4 095/4 096。AD9854输出实际上是内部DAC转换输出的数字量化波形，因此需要加滤波来平滑波形，图3为本系统使用的AD9854输出滤波电路。

2.2 宽频AGC电路

由于AD9854的输出的正交信号的幅度小且其幅度会随频率的改变而发生变化，如果直接送到混频器，非理想的幅度平坦度将严重影响系统的精度，因此需要对输出信号的幅度进行调理。具体做法是，首先，校准幅度，即采用示波器测出不同频率下的正交扫频信号的输出电压，使用单片机重新配置AD9854内部的衰减因子，使得在10 Hz～110 MHz带宽内不同频率下正交扫频信号的幅值稳定在200 mV。其次，通过以宽频电流型运放THS3201为核心的宽带放大器将校准的正交信号进行放大，使输出稳定在1.9 Vpp，宽频AGC电路如图4所示，电路由两级宽带放大器级联而成，两级的增益为18.6 dB。

图3 AD9854专用滤波器电路图

图4 宽频AGC电路

2.3 混频电路

混频采用乘法器专用芯片AD835，它是一个电压输出四象限乘法器，其传递函数为W=XY+Z; -3 dB带宽高达250 MHz［13］。若未加偏置信号(Z=0)，信号经混频和滤波后输出的直流信号范围在-1 V～+1 V，为保证送入单片机的直流信号为正，必须在进行AD转换前加1 V以上的直流偏置，本设计选择在乘法器模块加125 mV的直流偏置(即Z=125 mV)，经后级10倍的同相比例放大可保证送入单片机的直流信号为正。如图5混频电路所示，VCC通过电阻RES2和200Ω电位器分压，在AD835的4脚得到125 mV的直流偏置。

图5 混频电路

2.4 信号调理电路

在本系统中，信号从乘法器输出之后是一个带有直流分量的混频信号，为了使后级AD采样时采得准确的谐振信号电压，需要对该谐振信号进行滤波，因为本系统没有低频噪声，直流信号中混杂的交流分量也较为固定，故利用TI公司的高精度低噪声运放OPA227设计一阶有源低通滤波器，截止频率为1 Hz左右即可满足要求。由截止频率计算公式如图6低通滤波器电路所示，取R=100 K，C=1μF，则f=1.59 Hz。实践证明可以满足系统要求。

图6 低通滤波电路图

2.5 其他模块

单片机模块采用超低功耗、具有精简指令集且自带12 bit A/D转换器的MSP430F149模块;键盘模块采用4×4薄膜矩阵键盘;液晶显示模块采用带字库的12 864;电源模块采用7 805和7 905分别稳压得到+5 V和-5 V。被测网络选用RLC谐振网络，其中心频率为20 MHz。

3 软件设计

3.1 软件系统介绍

该设计软件部分采用C语言编写。总程序由调度模块，键盘服务程序，ADC模块及菜单显示服务子程序构成。其中自动校准时将被测网络短接，经过一次扫频将系统误差存储在单片机中，然后接入被测网络，对应的每一个频率点的误差将被纠正得到误差较小的值计算得到幅频和相频。幅频特性曲线和相频特性曲线采用12 864液晶显示，为保持整个曲线的完整显示采用了相应的算法。

3.2 软件流程图介绍

程序流程图如图7所示，系统可进行点频和扫频两种模式，点频直接通过键盘输入频率后会在液晶上显示结果。扫频分默认和键盘输入两种方式，默认的扫频方式频率范围为10 Hz～110 MHz，步进100 kHz扫频，扫频时间小于5 s，键盘输入可灵活设定下限频率freq-l、上限频率freq-h和频率步进freq-b。

图7 主程序流程图

正交信号源的输出分点频和扫频两种模式，可以通过选择AD9854的可编程操作模式(一共有5种模式)来进行选择输出模式，可通过对并行操作地址为1FH控制寄存器中的3个相关位进行编程设置，设置为000时(寄存器0x1F=0x00)为单信号模式，即点频模式;设置为010时(寄存器0x1F= 0x04)为斜率FSK模式，即扫频模式。点频模式下，频率控制字FTW=(点频输出频率值×2N)/系统时钟，FTW必须转换为内部的权重为1或0的48 bit串行二进制码;在扫频模式下，频率可以设定从F1到F2以某一步进扫频输出，步进值存储并行寄存器10Hex～15Hex中，它是一个48 bit的双作用的斜率步进寄存器。本设计的扫频范围是10 Hz～110 MHz，步进100 kHz。AD9854内部幅度调整是通过两个逆sinc函数滤波器，对信号进行sin(x)/x校正补偿，保证幅度不会随着频率变化而产生突变。

4 系统测试

4.1 测试仪器与测试方案

测试仪器:数字万用表(DT-830B)、双踪示波器(GDS-1062A)、矢量网络分析仪(Agilent Technologies E8362B)。

测试方案:(1)采用双踪示波器，测量正交扫频信号源的幅度和频率，并记录在表1中。

(2)接入被测网络，测试频率范围内扫频仪的各项参数，记入表2中;记录测得的幅频特性曲线和相频特性曲线。

4.2 测试结果及分析

系统的参数测试结果如表1和表2所示。

表1 I通道、Q通道输出频率、幅度及误差测试表

从表1可得出，正交扫频信号源的频率稳定度优于10-4，幅度平衡最大误差为2.105 2%，低于5%，满足系统要求。

表2 扫频仪与RLC被测网络参数

由表2可得，扫频仪的输入输出阻抗均为50Ω，经测试可以进行点频测量，被测网络的的中心频率、带宽、品质因数、增益等均达到了设计要求。

利用制作的扫频仪测得待测网络的幅频特性曲线和相频特性曲线如图8和图9所示，中心频率为20 MHz。

图8 幅频特性曲线液晶显示

图9 相频特性液晶显示

5 结论

本文采用DDS芯片AD9854来产生高性能的正交信号源，解决了测量过程中幅度非对称性、幅度平坦度和相位非正交性影响测量精度的问题，实测结果表明，正交信号源的频率稳定度均小于10-4;I路信号幅度平坦度为2.381%，Q路信号幅度平坦度为3.529%;正交信号幅度平衡误差最大为3.529%;针对信号输出幅度随频率变化而变化的问题，结合单片机MSP430F149，利用AD9854内部的幅度调整功能，拓宽了测频范围，实测结果表明，扫频频率范围为10 Hz～110 MHz;测试时，选择RLC谐振网络为被测网络，其中心频率为20 MHz，误差为2.50%;有载品质因数误差为0.700%。该扫频仪输入阻抗为50Ω，输出阻抗为50Ω，低成本，便携式，具有较好的应用价值和工程参考价值。

［1］陈松，荣军.一种简易数字控制频率特性测试仪的设计［J］.电子器件，2015，38(4):868-875.

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［13］曾攀，肖功海，姜博.基于FPGA的频谱分析仪的设计与实现［J］.现代电子技术，2013，36(7):60-63.

张学斌(1982-)，男，汉族，湖南溆浦人，怀化学院电气与信息工程学院，实验师，硕士研究生，主要研究方向为嵌入式系统及应用，zxb200210321@163.com;

钱莹晶(1983-)，女，汉族，湖南溆浦人，怀化学院电气与信息工程学院，讲师，硕士研究生，主要研究方向为实时信号处理、高性能电路，equ123456@ sina.com;

张仁民(1981-)，男，汉族，湖南娄底人，怀化学院电气与信息工程学院，副教授，博士研究生，主要研究方向为实时信号处理，嵌入式仪器仪表，zrm@ pku.edu.cn。

Development of Portable Broadband Spectrum Analyzer Based on Digital Zero-IF Quadrature Demodulation Technology*

ZHANG Xuebin*，QIAN Yingjing，ZHANG Renmin，DENG Zhiming

(Institute of Electrical and Information Engineering，Huaihua College，Huaihua Hu’nan 418008，China)

In view of the fact that the cost and volume of current commercial spectrum analyzer can’t fullymeet the application requirements，a development method of low cost and portable broadband spectrum analyzer is proposed.Themethod uses digital Zero-IF demodulation technology，it overcomes the defects that themeasurement circuit is complex and the measurement precision is low in the traditional direct frequency measurement method.The high performance quadrature signal source is used to reduce the influence of amplitude asymmetry，amplitude flatness and phase non orthogonality on themeasurement precision.Internal circuitbroadens themeasurement frequency range for 10 Hz～110 MHz by using the orthogonal signal amplitude adjustment function.The experimental results verify the effectiveness of the design.

spectrum analyzer;amplitude adjustment;Zero-IF demodulation technology;Broadband;portable

C:1250;7210

10.3969/j.issn.1005－9490.2017.01.014

TN741

:A

:1005－9490(2017)01－0071－06

项目来源:武陵山片区生态农业智能控制湖南省重点实验室项目(ZNKZ2015-2)

2016-01-29修改日期:2016-03-15