半桥QRC变换器在磁浮列车车载24 V电网中的应用

廖志明，潘洪亮，郭育华

（同济大学 国家磁浮交通工程技术研究中心，上海 201804）

半桥QRC变换器在磁浮列车车载24 V电网中的应用

廖志明，潘洪亮，郭育华

（同济大学 国家磁浮交通工程技术研究中心，上海 201804）

24 V低压电网的直直变换器是磁浮列车控制系统的关键设备。为了降低变换器的维护成本和备品备件国产化研究打下基础，本文研究了该型变换器所采用的半桥准谐振变换器的拓扑结构和工作原理，给出了变换器的增益表达式，并分析了具有输入电压前馈功能和输出阻抗法均流控制的控制电路原理。在此基础上设计制作了基于控制器UC2861Q的样机并进行调试，实验结果表明，变压器原边电压谐振，在输入电压270～530 V范围可稳定输出29 V直流电压，且输入电压前馈电路可后提高响应速度，验证了设计的正确性。

半桥准谐振；电压前馈；均流；直直变换器

上海高速磁浮列车车载24 V电网系统是整个车辆中非常重要的部分。440 V电网通过多个直直变换器产生24 V电压；与对应蓄电池并联构成24 V电网。24 V车载电网主要对与安全相关的耗电设备，以及对供电可用度要求较高的用电设备供电[1]，因此对24 V电网变换器的安全性、可靠性和带载能力提出了较高的要求。使用高频软开关隔离变换器可以满足狭小空间下对效率和散热的要求，通过适当设计均流控制器可以为变换器提供冗余能力，提高可靠性。如下所示为变换器指标。

输入电压范围：300～500 V；单个模块功率：200 W；

模块输出电压：29 V；效率：90%；

随上海高速磁浮运营时间的增加，24 V变换器故障越来越多。文中通地过对该24 V变换器的深入分析以及原理样机研制，以便分析和掌握电源主电路和控制电路原理，进而缩短维护时间、降低维护成本。

1 直直变换器主电路原理

图1是变换器中一个开关电源模块的主电路图，和等效主电路图。为简化分析，做出以下假设：

1）输出电感足够大，短时间内可将输出电流视为恒流；

2）开关为理想器件，忽略开关时间和通态压降。

3）快恢复二极管DR1和DR2、功率MOS管Q1和Q2完全对称。

零电压开关准谐振半桥变换器的一个开关周期包括4个不同的阶段，它们分别是电容充电阶段、谐振阶段、电感放电阶段和恒流阶段[2]。设变压器变比为N。

图1 半桥准谐振变换器主电路图

1.1 电容充电阶段

记初始时刻为t0，Q1关断，恒定的变压器原边电流Iout/N从Q1转移到Coss1，则电容Coss1上电压线性上升，而Coss2上电压线性下降，负载电流通过DR1。此过程在电容Coss2上电压下降到Vs/2时结束，记为t1。

1.2 谐振阶段

t=t1时刻以后，Coss1上电压继续上升，Coss2上电压继续下降，则此时变压器原边绕组极性变为负，副边整流二极管DR2开始导通，电路进入谐振阶段。此时变压器原边电流下降，为了维持恒定的输出电流，副边整流二极管DR2和DR1同时导通，变压器副边为短路状态，输出电压完全由输出端电容支撑。此时电容Coss1和Coss1以及电感Lr形成串联谐振电路。电压VCoss2以谐振方式下降到Vs/2以下。当电容Coss2电压下降为0时，该状态结束，时刻记为t2。

1.3 电感放电阶段

在电容Coss2电压到零后，MOS管Q2内部的反并联体二极管开始导通。此时，半个电源电压-Vs/2加在谐振电感Lr上，电感放电，变压器原边电流线性下降。

当原边电流下降到下式时，该状态结束。时刻记为t3。值得注意的是，Q2必须在变压器原边电流反向（即t=t3）以前开通，否则电容Coss2将被充电使Q2失去零电压开通的条件。

1.4 恒流阶段

状态3结束时，整流二极管DR2二极管导通，整流二极管DR1二极管关断。原边电流流过Q2，此时电容Coss2上电压为0，Coss1上电压为Vs，当Q2驱动脉冲结束时该过程结束，时刻记为t4。

将以上4个状态理论波形绘制如图3所示 （理想情况下）。分别绘制了开关Q1、Q2驱动信号、电容Coss1和Coss2上的电压波形、变压器原边电流波形。

若设直流增益为M，归一化负载电阻为r，开关频率为fcon。则其表达式为：

设每个变换周期中输入的能量Ein等于每个变换周期中输出的能量Eout，且在谐振阶段和电感放电阶段变压器没有传递能量，则有变换器增益表达式为：

式中f0为谐振频率，表达式为：

图2 变换器4个状态的理论工作波形

2 直直变换器电路的控制

直直变换器机箱使用8张板卡并联的方式实现冗余和大电流输出。因此对单张板卡而言，在PFM型控制控制器UC2861Q的周边合理搭建外围控制电路可实现选用输入电压前馈控制和输出电流均流控制。如图3所示为控制器周边电路原理图。图3中框线内部表示使用了控制芯片内部器件。

图3 输入电压前馈原理图

2.1 输入电压前馈

由DCDC机箱总体功能概述可知输入电压波动范围较宽，而高频开关电源的典型带宽一般不大，为避免因输入电压快速变化而造成因控制器来不及调节而产生出输出电压的误差，因此为开关电源在反馈控制的基础上加入前馈控制结构，可以改善原来的反馈环路反应速度以及环路增益[3]。随着输入电压变化而变化的情况经过电阻分压后的输入电压进入误差放大器的反向输入端，通过外部电路形成了一个压控横流源，电流Irange正比于输入电压幅值。与最小频率设置电阻上的电流Imin相加后用于产生时钟频率。时钟频率的产生遵照如下公式：

其中C为220 pF，dU为1 V。显然，通过调节电容充电电流可以改变输出频率。根据式（2）可知，当主电路参数和输入电压固定时，开关频率越大，输出电压会越小。则当输入电压突然升高时，误差放大器的输出改变，即IRange发生增大，此时电容Cvco的充电电流增大，则内部时钟频率增大，因此驱动脉冲频率增大，进而降低输出电压。反之亦然。因此采用前馈控制可以对扰动量直接产生校正作用[7]。

2.2 输出阻抗式下垂均流

由于8个模块并联，而每个模块并不能做到完全相同，故如果不加均流控制，则会造成电压调整率小的、外特性好的模块，承担电流过多，对机箱的稳定运行产生不利影响。因此开关电源板采用的是一种通过改变并联模块的外特性斜率来实现均流的一种方法，且不需要在并联电源模块之间建立联系。如图4所示为均流控制环电路原理图。该均流方式下在小电流时电流分配特性较差，随着电流的增大，分配特性会有所改善[5]。

设Kv和Ki分别代表控制器对模块输出电压和电流的放大倍数，则有：

上式中，Rdroop=Ki/Kv为虚拟输出阻抗。而Vinit为空载输出电压。可见虚拟输出阻抗对电压调整率和均流效果影响很大。

图4中，通过采样电阻Ra获得输出电流信号I_sample后，运放U1作为一个深度负反馈的窄带放大器，有:

放大电路将采样电阻上电压反相并放大约400倍。随后再与通过分压采样输出电压后叠加，有:

代入数据可知，

则虚拟输出阻抗为：

可见虚拟阻抗远大于并联线缆电阻，可以获得较好的均流效果，但缺点是电压调整率不高。

综合信号电压Vf与基准10 V电压比较后产生的误差信号通过TypeII型补偿网络后隔离产生电流型的控制信号，作为电容Cvco的充电电流。因此电容Cvco的充电是由前馈和反馈电路共同产生的，因此根据输入电压和负载情况改变Cvco的充电电压斜率，进而改变时钟频率来调节开关频率。

图4 均流控制电路原理图

3 实验验证

为了验证论文所提方案的可行性和上述分析的正确性，实验室研制了一个电源板卡样机。其原理样机主要参数如表1所示。

表1 原理样机功率级主要参数

图5给出了该电源的原理样机，谐振电感安装在板卡外部，其电感原边用于谐振，副边作为辅助绕组供控制电路供电。

图5 原理样机的前级电路

图6给出了实验波形。如图6所示为前馈电压影响振荡频率的波形图。接入主电前从NI端口注入0到1 V电压（相对于PGND）可模拟输入电压前馈，可见，芯片引脚CVCO处的三角波振荡幅值在3 V/2 V间变化，且输入电压越高，振荡器频率越高。

图6 前馈电路影响振荡器频率

图7 变换器实验波形

变换器输入270 V以上电压后启动，在270 V到530 V范围内调节输入电压，输出电压均保持不变。如图7（a）所示为400 V输入电压下的变压器原副边电压波形，可见谐振时的变压器电压波形近似为正弦波。如图7（b）所示为变换器29 V输出电压波形。

4 结束语

文中分析了变换器主电路原理，给出了变换器工作过程和增益表达式，为参数计算提供必要的依据。通过对变换器控制电路的分析，说明了变换器电压前馈和均流控制的实现方式，为控制器外围电路参数设计提供了必要的依据。最后通过制作样机与实验给出了正常状态下主要电力电子器件上的工作波形，证明了样机设计的正确性，并为变换器的维护和深入检修提供了必要的依据。因此通过课题的研究为降低备件国产化和降低维护成本打下了基础。

[1]吴祥明.磁浮列车[M].上海:上海科学技术出版社，2003.

[2]穆新华，吴波.零电压开关准谐振半桥变换器的系统建模和研究[J].电工技术学报，1999（6）:23-26，14.

[3]孙湛.一种电压前馈、降压DC/DC变换器设计[D].成都：电子科技大学，2011.

[4]Wolfgang Otto.System safety verification of the shanghai maglev demonstration operation Line[C]// MAGLEV 2004，18th International Conferense on Magnetically Levitated Systems and Linear Drivers，26-29.10.2004:649-655.

[5]刘晓东，姜婷婷，方炜.DC/DC变换器并联均流技术[J].安徽工业大学学报：自然科学版，2013（1）: 54-59.

[6]罗耀华，李景恒，周慧楠，等.基于并联均流技术的直流变换器[J].应用科技，2014（2）:63-66.

[7]张小勇，谢伟，李梅.基于蓄电池负载DC/DC变换器的数字式前馈控制器仿真分析 [J].机车电传动，2012（5）:50-53.

[8]易映萍，杨坚，姚为正.DC/DC开关电源模块并联供电系统均流控制研究 [J].电子技术应用，2012（9）:64-66.

[9]吴锡渊，王勤.应用于并联DC/DC变换器的新型自动均流技术研究[J].电子技术应用，2016（5）:135-138.

[10]曹文思，郑盾，巩鲁洪，等.准谐振开关变换器新的建模方法[J].电力自动化设备，2011（7）:88-91，95.

[11]李洋.半桥零电流准谐振弧焊电源的研究[D].哈尔滨：哈尔滨工业大学，2012.

[12]任大为，胡建人.准谐振开关电源工作频率的研究[J].机电工程，2011（6）:766-768.

[13]李建仁，章治国，吴限，等.直流变换器软开关技术综述[J].微电子学，2012（1）:115-120，125.

[14]卢伟国，何启晨，周雒维，等.前馈型电压模式控制Buck变换器[J].电力自动化设备，2012（9）:75-79.

[15]曹长春.开关电源并联均流系统的研究[D].天津：河北工业大学，2012.

Application for the half-bridge QRC converterin maglev train 24 V power supply

LIAO Zhi-ming，PAN Hong-liang，GUO Yu-hua
（National Maglev Transportation Engineering Technology Research Center，Tongji University，Shanghai 201804，China）

DC/DC converter for maglev 24 V power supply is the key equipment of the maglev control system.In order to lower the cost of the maintenance cost and the localization for the spare part of the converters，the circuit structure，designing principle of the Half-bridge Quasi Resonant Converter were studied，and the transmission gainof the whole converterwas inferred.Theprinciple of the controller circuitwith inputvoltage feedforward and droop current-sharingmethod wereanalyzed.Afterthe experimental of a prototype converter based on UC2861Q verifiesthat this converter can provide 29 V output voltage with input voltage from 270 V to 530 V.The input voltage feedforward can improve response speed，the droop method can provide an easy way for current-sharing，which can verify the correctness of this prototype.

half-bridge QRC；input voltage feedforward；current-sharing method；DC/DC converter

TN702

A

1674－6236（2017）10-0105-05

2016-07-15稿件编号：201607116

"十二五"国家科技支撑计划项目（2013BAG19B01）

廖志明（1973—），男，上海人，硕士，高级工程师。研究方向：磁悬浮车辆电气系统技术。