基于IGBT开关过程的变流器杂散电感分析方法

肖文静，唐 健，代同振

（中国东方电气集团有限公司中央研究院，成都610000）

基于IGBT开关过程的变流器杂散电感分析方法

肖文静，唐 健，代同振

（中国东方电气集团有限公司中央研究院，成都610000）

在IGBT关断的瞬态过程中，变流器杂散电感会使 IGBT的集、射极之间产生较高的电压尖峰，从而造成较大的电磁干扰，甚至导致IGBT损坏。若能测量变流器杂散电感，则可在一定程度上预估该电压尖峰，并设计适当的缓冲电路。本文分析了IGBT开通和关断瞬态过程中各阶段的电压和电流，提出了一种优化的基于IGBT开关过程的大功率变流器杂散参数分析方法。通过双脉冲测试方法对西门康功率器件SKM400GAL176D的开关过程进行测试，获取其开通和关断瞬态过程曲线，利用前述方法计算出母排杂散电感。将计算结果与仿真软件提取结果、E4980A阻抗分析仪测试结果进行对比，验证了该方法的准确性与实用性。

杂散电感；绝缘栅双极性晶体管（IGBT）；双脉冲测试

在大功率变流器中，由于元器件和直流母排存在杂散参数，IGBT开通和关断过程中会产生较大的电压和电流尖峰，特别是IGBT关断瞬间集射极间的电压尖峰很大，增大了开关损耗［1］,产生较强的电磁干扰［2］，甚至引起电路谐振［3］。大功率变流器中的杂散参数包括母线电容寄生电感、母排杂散电感和电阻、开关器件引线电感和连接螺栓杂散电感等，其中影响IGBT开关特性的主要是母排杂散电感［1-5］。

为了降低母排杂散电感，目前大功率变流器中普遍采用叠层母排［3-5］，以降低关断电压尖峰，减小缓冲电路的压力。由于叠层母排结构通常比较复杂，采用解析方法计算杂散参数的精度很低，因此通常采用数值计算法（如有限元法［6］、部分单元等效电路法［7］等）、建模仿真法（Ansoft Maxwell软件、Ansoft Q3D Extractor软件［8］等），但建模过程繁琐复杂，仿真软件价格昂贵；也可采用阻抗分析仪直接测量，但阻抗分析仪适合测量分立器件，对杂散参数测量精度较低。目前更实用的方法是采用间接测量法，利用测试电路获取 IGBT开通和关断瞬态电压过冲和对应的电流变化率di（t）/dt，并根据电感伏安特性 u（t）=Ldi（t）/dt来计算母排杂散参数［9-10］。由于IGBT开关过程中电流变化率不断变化，为了降低具体选择的开关时刻随机性误差，文献［9-10］将IGBT的开关过程分为多个阶段，并选择其中对杂散电感提取最有利的阶段进行计算。

本文提出了一种基于IGBT开关过程的变流器杂散电感间接测量方法，在直流母线端并联吸收电容，采用双脉冲测试方法测量IGBT的开通和关断瞬态曲线。在考虑二极管反向恢复和吸收电容的情况下，详细分析了IGBT关断和开通瞬态曲线，将IGBT关断过程等效为LC谐振电路，通过测量开关过程谐振参数来计算变流器的杂散参数；选择IGBT开通过程中适合进行杂散参数提取的有效时段，通过最小二乘法计算di/dt，从而计算变流器杂散电感。最后，通过双脉冲测试方法对西门康功率器件SKM400GAL176D的开关过程进行测试，获取其开通和关断瞬态曲线来验证此方法。

1 IGBT关断瞬态过程分析

本文以图1所示的带吸收电容的开关测试电路为例进行分析。图中，Cdc为直流母线电容，Lc为Cdc的寄生电感；Ls为待测母排的杂散电感；D1为二极管；V1为IGBT；Lload为并联于二极管两端的电感负载；Csnb为吸收电容，Lsnb为Csnb的寄生电感。

考虑吸收电容 Csnb对开关管 V1端电压的影响，对图1中开关管V1的关断过程进行分析。将图1中直流电容寄生电感、叠层母排寄生电感及与母排连接电缆和螺栓的寄生电感统一等效为变流器杂散电感Lss；直流母线电容视为恒压源U0；在V1关断过程中，负载电感Lload上的电流Iload可视为恒流源；在V1关断后，Iload线性下降。

图1 带吸收电容的测试电路原理Fig.1 Schematic diagram of testing circuit with snubber capacitor

根据戴维宁和诺顿定理，则有

式中：udc为并联缓冲电容电压；uLss为杂散电感 Lss的电压；ud为二极管两端电压；uce为 IGBT两端电压；ic为IGBT电流；idc为直流母线电容电流；isnb为吸收电容电流；id为二极管电流。

V1关断瞬态过程的等效电路和瞬态电压、电流波形分别如图2和图3所示，分析如下。

（1）t0～t1阶段：IGBT处于开通状态，其电压uce（t）等于额定压降Vce0。

（2）t1～t2阶段：t1时刻IGBT开始关断，其内部等效电阻增大，电压uce开始上升，在t2时刻达到udc（t）。t1时刻二极管为截止状态，ud逐渐下降，在t2时刻降为0 V。二极管电流id（t）略增，IGBT电流ic（t）略降；idc（t）略降。在此阶段中，Lss上di/dt基本无变化，不适用于提取杂散参数。

（3）t2～t3阶段：t2时刻，电流ic（t）迅速下降，到t3时刻降低到拖尾电流Ic1。二极管进入正向恢复阶段，id（t）迅速增加。由于吸收电容的杂散电感Lsnb远小于Lss，因此ic（t）下降的部分流入吸收电容，isnb（t）迅速增加。在此阶段中，Lss上di/dt基本无变化，不适用于提取杂散参数。

（4）t3～t4阶段：id逐渐升高，ic缓慢降低至 0。 t4时刻ud降为0。 此后id（t）与Iload相同。

（5）t4～t5阶段：Lss、Cdc、Lsnb、Csnb形成 2阶谐振回路，谐振电流为isnb（t）、谐振电压为usnb（t）。 由于Cdc容值很大，其电压基本保持恒定，在谐振电路分析中可以将其视为短路。

从以上分析可见，在IGBT关断瞬态中，可以通过t2～t5阶段中udc的谐振周期来计算。在此过程中，Lss、Cdc、Lsnb、Csnb形成2阶谐振回路，由于Cdc电压保持恒定，在谐振电路分析中可以将其视为短路，则有

式中，fsnb为谐振频率，可用示波器测量udc的谐振波形来读取。Lsnb包括吸收电容寄生电感Lsnb1和安装引线的寄生电感 Lsnb2，Lsnb1可从器件手册查到，Lsnb2通常较大且固定不变。因此，可选取两个不同容值的吸收电容分别进行测量，则有

通过式（6）和式（7）即可计算出变流器杂散电感Lss。

图2 IGBT关断瞬态过程等效电路Fig.2 Equivalent circuit for switching off transient progress

图3 IGBT关断瞬态电压、电流波形Fig.3 Voltage and current curves of switching off transient

2 IGBT开通瞬态过程分析

考虑吸收电容Csnb对开关管V1端电压的影响，对图1中开关管V1的开通过程进行分析。在V1开通瞬态过程中，负载电感Lload上的电流Iload为恒流源；在V1开通过程结束后，Iload线性上升。V1开通瞬态过程等效电路及瞬态电流电压波形如图4和图5所示。

（1）t0～t1阶段：V1处于关断状态，其电压uce（t）等于母线电压Udc；直流母线电流idc（t）为0，负载电流Iload通过二极管D1续流。D1端电压为0（忽略二极管压降），电流流向如图4（a）所示。

图4 IGBT开通瞬态过程等效电路Fig.4 Equivalent circuit for switching on transient progress

图5 IGBT开通瞬态电流电压波形Fig.5 Current and voltage curves of switching on transient

（2）t1～t2阶段：t1时刻开通，电流ic（t）从0开始增长，到t2时刻等于负载电流Iload。在此期间ic（t）线性增加，id（t）逐渐减小，到t2时刻，id（t）降为0。ic（t）的电流一部分由吸收电容isnb（t）提供，另一部分由母线电流idc（t）提供。在此阶段，母线电流idc（t）线性增长，di/ dt值较大，Lss上感应电压uLss（t），导致udc（t）下降。因此，此阶段适合用于提取杂散参数。

（3）t2～t3阶段：t2时刻二极管开始反向恢复，id反向增大，由于负载电流Iload不会突变，因此ic（t）迅速增大，且dic/dt增大。在时dic/dt达到最大值，之后减小。t3时刻二极管反向电流达到最大。由于吸收电容寄生电感Lsnb远小于变流器寄生电感Lss，因此在此过程中idc（t）继续线性上升，二极管反向恢复电流主要由isnb（t）提供。

在此阶段，udc（t）和 uce（t）电压下降变缓，测量误差较大，不适用于提取杂散参数。

（4）t3～t4阶段：t3时刻反向恢复电流开始减小，到 t4时刻关断。 此后ic（t）与Iload相同。

（5）t4～t5阶段：Lss、Cdc、Lsnb、Csnb形成 2阶谐振回路，谐振电流为isnb（t）、谐振电压为usnb（t）。但谐振电流值isnb（t）很小，难以准确测量。

从以上分析可见，在IGBT开通瞬态中，t1～t2阶段母线电流idc（t）线性增长，di/dt较大，Lss上感应出电压uLss（t）。利用此阶段，选择2个时间点T1和T2，利用电感伏安关系来计算Lss［9］，即

式中，T'为介于T1～T2的某个时间点。在实际计算时，由于开关过程中di/dt变化较大，若T1和T2间隔过短，计算易受测量误差影响。若T1和T2间隔过长，则di/dt非恒定值，计算结果不准确。为了减小计算误差，本文采用基于最小二乘法的线性回归方法来计算。

首先，在开通瞬态t1～t2时段中随机选择N个时间点T1，T2，…，TN，分别测量对应的idc（t）。获得最小二乘法目标函数为

其次，求解K、b，使目标函数Q达到最小值，则计算所得的K即为di/dt最优值。

利用计算程序，在T1，T2，…，TN中算出时间点Tm，使得

最后，计算杂散电感，即

3 实验结果

采用图1中的电路，利用自制双脉冲测试平台进行测试，如图6所示。其中IGBT模块采用西门康公司SKM400GAL176D，其内部结构为二极管单管与IGBT单管串联；开关频率为10 kHz；负载电感采用460 μH空心电感；母排为双层叠层母排；母线电容为薄膜电容600 μF。电压测量采用高压差分探头，电流测量采用罗氏线圈。吸收电容为2 000 V/μF。

图6 实验测试平台Fig.6 Experiment platform

为了验证测试结果的准确性，采用阻抗分析仪E4980A测试母排杂散电感作为参考值，测量10次求平均值。此外，采用仿真软件对叠层母排进行三维建模提取其杂散电感。

将直流母线电压设置为1 200 V；电感电流最大值为260 A。测试得到的IGBT开通和关断过程的波形如图7所示。其中，Vge为驱动电压波形；Vce为IGBT集射极间电压；Ic为母线电流波形。

图7 IGBT开关过程波形Fig.7 IGBT switching waveforms

分析结果如表1所示，表中列出了建模仿真分析方法和阻抗分析仪测试结果作为参考值。

表1 不同杂散参数分析方法的结果对比Tab.1 Result comparison between transient analysis and resonant analysis method

从表1可见，建模仿真分析方法的测试结果偏小；利用IGBT开通瞬态过程和利用IGBT关断电压谐振过程进行分析的结果在不同电流下均存在一定波动和偏差，但总体与E4980A的测试结果比较接近。理论上，母排的杂散参数仅与频率有关，在固定的开关频率下，测试出的杂散电感应不受IGBT通态电流的影响。因此，误差主要是在 IGBT电压和电流的测量和读取过程中产生的。两种方法的偏差均在10%以内，属于正常范围。其中，开关瞬态分析方法的计算过程比较复杂；开关谐振分析方法计算过程更简单，但需要从吸收电容手册中获取准确的寄生参数值。

4 结语

本文提出了一种基于 IGBT开关过程的变流器杂散电感间接测量方法，在直流母线端并联吸收电容，采用双脉冲测试方法测量 IGBT的开通和关断瞬态曲线。在考虑二极管反向恢复和吸收电容的情况下，详细分析了 IGBT关断和开通瞬态曲线。将IGBT关断过程等效为LC谐振电路，通过测量开关过程谐振参数来计算变流器的杂散参数；选择IGBT开通过程中适合进行杂散参数提取的有效时段，通过最小二乘法计算di/dt，从而计算变流器杂散电感。通过实验验证，该方法具有较高的准确性和可操作性。

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Stray Inductance Analysis Method for Inverters Based on IGBT Switching Process

XIAO Wenjing,TANG Jian,DAI Tongzhen
（Dongfang Electric Corporation Central Academy,Chengdu 610000,China）

In the turn-off transient of IGBT,inverter stray inductance brings voltage spike between CE terminals, resulting in great EMI or even IGBT damage.Accurate measurement for inverter stray inductance is required in order to estimate the voltage spike,and to design proper snubbers.This paper analyzed the switching transient of IGBT,and brings an optimized stray parameter analysis method.Use double-pulse-test method to measure switching curves of Semikron power device SKM400GAL176D,get the turn-on and turn-off transient curves,and calculate the busbar stray inductance with the proposed method.Compare the calculation results with simulation results and measurement results, and the proposed analysis method is verified.

stray inductance;IGBT;double-pulse test

肖文静

10.13234/j.issn.2095-2805．2017．3.38

：TM 46

：A

肖文静（1987-），女，通信作者，硕士，工程师，研究方向：逆变器和电源技术，E-mail：xiaowj@dongfang.com。

2016-11-01

唐健（1982-），男，博士，高级工程师，研究方向：先进电力电子技术与功率集成，E-mail：tangjian@dongfang.com。

代同振（1986-），男，硕士，工程师，研究方向：风电变流器，E-mail：daitz@dong fang.com。