基于电网电压矢量定向的双闭环光伏并网逆变系统的研究

许 军,周文华,郑绍陆

(1.西安科技大学电气与控制工程学院,西安 710054;2.国网宁夏电力公司中卫供电公司,宁夏 中卫755000)

基于电网电压矢量定向的双闭环光伏并网逆变系统的研究

许 军1*,周文华1,郑绍陆2

(1.西安科技大学电气与控制工程学院,西安 710054;2.国网宁夏电力公司中卫供电公司,宁夏 中卫755000)

针对传统光伏系统并网逆变技术的问题,提出了一种新型的基于电网电压矢量定向的双闭环直接电流控制技术,依据系统动态数学模型构造了直流电压外环和有功、无功电流内环控制系统,同时采用SVPWM技术控制IGBT的通断,实现了光伏并网逆变系统精确的运行在单位功率因数状态。最后,通过对比分析MATLAB仿真与以DSP为控制芯片搭建的两级非隔离式光伏并网逆变系统实验,验证了所提算法的正确性。

并网逆变;电网电压矢量定向;双闭环;SVPWM;单位功率因素

目前,众多发展中国家面临着环境污染和能源紧缺问题,所以,大力发展可再生绿色能源是解决当前困境的关键。在风能、光能、地热能以及海洋能等诸多绿色新能源中,由于我国太阳能资源分布相对广泛、蕴藏丰富,因此光伏发电将是我国21世纪最具有竞争力的新能源,必将促进我国社会的可持续发展[1]。

光伏并网逆变器系统的电路拓扑有隔离型、非隔离型以及单相、三相等多种结构,但在这种种拓扑结构的光伏系统中,都必然存在DC-AC并网逆变部分。本文采用的是两级非隔离式变换光伏并网结构,即前级Boost升压和后级并网逆变。由于升压和逆变部分之间存在一个容量足够大的滤波电容,这样既可缓冲前后级能量的变化,又起到了在控制上消除前后级的耦合作用,所以就可以分开来对其研究[2]。总体上来说,两级非隔离式光伏并网逆变系统是先通过前级的升压,然后再对所得到的电压进行逆变来实现最后的并网。

1 三相光伏系统的结构方案与控制策略

1.1 系统总体结构方案

光伏阵列经过前级Boost升压变换后得到并网逆变部分所需的直流电压,但本文为方便进行并网逆变的研究,就不对升压部分进行叙述了。而后级通过DC-link与三相全桥逆变电路相连接,并且采用SVPWM技术控制逆变桥的通断,实现了光伏并网逆变器准确有效的并网运行[3]。三相并网逆变器电路模型如图1所示[4]。

图1 三相逆变器模型

图中,Udc为DC-link的直流电压,ea、eb、ec为电网相电压,i为逆变器输出电流,idc为光伏阵列的输出电流,L、R为逆变器输出的滤波电感和其等效的串联电阻[5]。对于由逆变器、滤波电感、等效电阻和电网构成的回路,根据基尔霍夫电压定律有:

(1)

式中:ik为网侧逆变电流;ukO为并网逆变的输出电压

1.2 新型并网控制策略

光伏发电系统在并网运行的时候由于其所处环境的实时变化造成了系统功率的波动,这样一来直流母线上的电容就会不断的进行充放电,从而导致直流母线电压的不稳定,因此需要后级并网逆变器来实现直流母线的稳压控制,所以本文就针对后级逆变系统采用了基于电网电压矢量定向的直流电压外环和有功、无功电流内环的双闭环控制策略[6]。其中,直流电压外环是在忽略损耗情况下,依据整个光伏系统功率守恒的理论来实现消除直流母线电压的波动问题,而电流内环则对并网逆变器输出的电流进行跟踪控制,从而来实现网侧单位功率因素正弦波电流控制,如果必要的话无功电流内环还可以实现对电网无功功率的调节[7]。

电压外环则通过一个PI调节器即可实现对直流电压的无静差控制,其给定值是MPPT输出的最大功率点的电压。而有功和无功电流内环也同样可以分别引入PI调节器控制,从而对并网逆变器输出的有功、无功功率进行调节。控制电流内环的有功电流、无功电流是基于电网电压矢量E定向控制来实现的,而其控制策略是让dq坐标系与网侧电压矢量E同步旋转,并且在dq坐标系中,电压矢量E与其坐标系的d轴完全重合[8]。基于VOC的光伏并网逆变器输出的瞬时有功、无功电流矢量图如图2所示。

图2 基于电网电压定向控制的光伏系统矢量图

这样看来,在电网电压定向的dq坐标系中,有ed=|E|,eq=0。依据瞬时功率理论,可以得到系统的瞬时有功功率和瞬时无功功率的表达式如式(2):

(2)

若不考虑电网电压的变化,则ed为一定值。由此可得并网逆变器的瞬时有功功率和瞬时无功功率就只与id、iq成正比关系,这样一来就可以通过控制id、iq来实现对并网逆变输出有功功率和无功功率的控制。

图3 基于电网电压矢量定向的双闭环控制系统结构图

联系前面的控制策略,本文设计了基于电网电压矢量定向的双闭环控制系统,系统控制结构如图3所示。

2 控制系统的设计

2.1 电流内环PI控制器的设计

由于电流在d、q轴上的分量是互相耦合的,所以本文采用的是前馈解耦控制策略,且在不考虑电网电压波动的情况下,解耦后的id电流内环控制结构如图4所示。

图4 d轴电流的闭环结构图

用1/(Tss+1)代替采用保持器,Ts为开关管的采样周期,当开关频率足够高的时候,逆变器也等效为一个小惯性环节,时间常数为0.5Ts,其逆变桥的放大特性由KPWM近似表示,则逆变器环节近似等效为KPWM/(0.5Tss+1)。图中,KP为电流内环比例增益;τ为积分时间常数,τ=KP/KI,KI为积分增益;。

有功电流内环应按典I型系统进行设计,为了消除开环传递函数的零点与极点,取τ=L/R,根据结构图可得开环传递函数为[11]:

(3)

进而得到闭环传递函数:

(4)

由最优参数设计的原则,可取ξ=0.707,则可得出KP、KI数值:

(5)

由于iq电流环与id电流环相同,在此不再叙述。

2.2 电压外环PI控制器的设计

为了消除直流母线电压波动的问题,并提高并网逆变器的电压抗扰能力,这就需要一个电压外环来实现。但在对电压外环PI控制器设计的时候要考虑到电流内环的影响,在开关周期Ts较小时,可以把电流闭环近似化处理为一阶惯性环节。则闭环传递函数近似为:

(6)

(7)

从而获得电压外环的控制结构,如图5所示。

图5 电压外环控制结构

图中,T为电压外环小惯性环节的采样时间常数;KP为电压外环比例增益;τ为积分时间常数,τ=KP/KI,KI为积分增益;C为直流母线侧电容。

在图(5)中,将将电压外环采样时间常数Tu与电流环近似等效的一阶惯性环节3Ts合并,令Te=Tu+3Ts。进而获得直流电压外环控制结构的开环传递函数:

(8)

从式(8)可以看出电压外环是一个典Ⅱ型系统,h为中频带宽,则可得出:

h=τu/Te

(9)

(10)

所以为了获得闭环的最优控制,则h为5。则此时电压环PI参数为:

(11)

3 仿真及实验结果分析

为了验证本文设计的逆变并网系统控制策略的正确性,搭建了并网系统的仿真模型并在以DSP为控制芯片的两级非隔离式并网逆变器上进行了实验。

通过空间矢量脉宽调制获得逆变器所需的6路驱动信号来实现IGBT的通断,且经过滤波后就可以实现逆变器的并网控制。从图6中可以看出,仿真经过0.68 s后,并网电流与电网电压相位、频率基本一致,从而实现了系统的动态响应的快速性。

图6 电网A相电压和并网逆变输出的电流波形

图7、图8是实验时测得同一桥臂上下IGBT的驱动和死区时间信号。由DSP发出的3.3 V脉冲信号经过光耦隔离后,进入IR2110模块得到正压15 V,负压10 V的驱动信号。死区信号中可以看出同一桥臂的上下开关管的切换有2.5 μs的死区时间,以防止同一桥臂的开关管发生直通,损坏器件。

图7 上下IGBT的驱动信号

图8 IGBT的死区时间信号

图9是网侧电压经过采样电路变为±2 V电压信号。采样信号经过过零检测电路,输出的信号送入DSP,得到网侧电压的频率和相位,来实现并网逆变器运行于单位功率因素状态[12]。

图10是并网逆变器所测得的两相电流波形。该两相波形的频率达到了并网的要求(50±5%)Hz,且谐波小,满足了并网的基本要求。

图9 网侧电压采样波形

图10 并网逆变器输出两相电流波形

4 结论

通过仿真和实验结果对比表明,并网逆变器输出的电流波形接近正弦波,且能快速跟踪电网电压使其与电网电压的频率、相位基本保持一致,实现并网逆变器运行于单位功率因素状态。从而验证了该控制策略在很大程度上削弱了对系统参数变化的敏感性,同时提升系统的动态响应速度和逆变器输出电流的波形品质,增强了整体系统的鲁棒性。

[1] 尚春平. 新能源的主要形式分析[J]. 企业文化(下半月),2012(2):164.

[2] Gong Xiangyang. Design Optimization of a Large Scale Rooftop Photovoltaic System[J]. Solar Energy,2005(78):362-374.

[3] 靳亚丽,郑恩让,张晓娟. 基于TMS320F2812光伏并网SVPWM逆变系统的设计[J]. 电子器件,2012,35(6):731-735.

[4] 沈鑫,王昕,赵艳峰,等. 基于单周控制的并网逆变器在云南电网中的研究应用[J]. 电子器件,2013,36(5):722-727.

[5] 鹿婷. 太阳能光伏系统并网及其孤岛检测[D]. 华中科技大学,2006.

[6] 宋树伟,阮毅,周小杰,等. 单相光伏并网逆变器解耦控制策略研究[J]. 电气传动,2014,44(1):41-44.

[7] 张驰,张代润. 一种光伏并网逆变器控制系统仿真研究[J]. 电工电气,2012,(4):7-10,61.

[8] 郭迎辉,封淑亭. 三相光伏并网逆变器的控制算法[J]. 电气开关,2012,50(3):59-60,64.

[9] 华嘉成,苑仁峰,艾芊,等. 以光伏为主体的分布式发电系统并网体系结构的研究[J]. 低压电器,2012(15):36-43.

[10] Zhou K,Wang D. Digital Repetitive Controlled Three-Phase PWM Rectifier[J]. IEEE Trans Power Electron,2003,18(1):309-316.

[11] 夏加宽,徐纯科,黄伟. 三相PWM整流器的小信号建模及其双闭环控制[J]. 电气技术,2009(11):41-44.

[12] 张旭立. 三相光伏逆变器并网同期控制技术的研究[D]. 安徽理工大学,2013.

Research of Grid-Connected Photovoltaic Inverter Grid-Connected System Based on Double Closed-Loop of Grid Voltage Vector Orientation

XUJun1*,ZHOUWenhua1,ZHENGShaolu2

(1.Xi’an University of Science and Technology School of Electrical and Control Engineering,Xi’an 710054,China;2.Zhongwei Power Supply Filiale of State Grid Ningxia Electric Power Company,Zhongwei Ningxia 755000,China)

For the problem of grid inverter technology in traditional Photo-Voltage(PV)system,a novel direct current control strategy is proposed on the basis of grid voltage vector orientation of the double closed loops,and a control system of DC voltage outer loop and active or reactive current inner loop is built on top of dynamic mathematical model. Meanwhile,combined with SVPWM to control the IGBT,the PV grid inverter system achieves high precision when it runs under lower unit power factor. Finally,through the comparison of MATLAB simulation and the system experiment,in which the two-level and non-isolated type and contravariant DSP is taken as control chip,the accuracy of the method is verified.

grid-connected inverter;grid voltage vector orientation;double closed loop;SVPWM;unit power factor

2016-03-24 修改日期:2016-05-15

C:8350

10.3969/j.issn.1005-9490.2017.02.037

TM464

A

1005-9490(2017)02-0446-05